Grondowy, Arne Bad Köstritz, den 17.05.2000
KE 98

Belegarbeit

Digitaltechnik

Thema: Kippschaltungen

Inhaltsverzeichnis

Deckblatt 

Inhaltsverzeichnis

Gliederungsübersicht

• Kippschaltungen

• Bistabile Kippschaltung

• Aufbau und Wirkungsweise der Grundschaltung

• Formelsammlung und Berechnung für die Grundschaltung 

• Statisch gesteuerte bistabile Kippschaltung

• Aufbau und Wirkungsweise der Schaltung

• Schaltung und Wirkungsweise einer Schaltstufe

• Logische Verknüpfungsschaltungen 

• Dynamisch gesteuerte bistabile Kippschaltung 

• Aufbau und Wirkungsweise der Schaltung 

• Zeitdiagramme

• Steuerung der folgenden Schaltung 

• Logische Verknüpfungsschaltung 

• Bistabile Kippglieder und ihre Symbole 

• Symbole für RS- Kippglieder 

• Das RS- Flipflop

• Das getaktete RS- Flipflop

• Das D- Flipflop

• Das JK- Flipflop

Taktflanken- Steuerung 

• Aufbau von Master- Slave- Flipflops 

• Taktversatz, zweiflankengesteuerte Flipflops 

• D- Flipflop, T- Flipflop 

• Das D- Flipflop SN7474 

• Unterschied Latch/Flipflop 

• Zusammenfassung der Flipflop- Klassifizierung 

• Die Flipflop Umwandlung 

• Grundsätzliche Anwendungen bistabiler Kippschaltungen 

• Monostabile Kippschaltung

• Aufbau und Wirkungsweise der Grundschaltung 

• Ansteuerungsmöglichkeiten 

• Monostabile Kippschaltung ohne Nachtriggerung 

• Monostabile Kippschaltung mit Nachtriggerung 

• Monostabiles Kippglieder und ihre Symbole 

• Logische Verknüpfungsschaltungen 

• Grundsätzliche Anwendungen monostabiler Kippschaltungen 

Astabile Kippschaltung

• Aufbau und Wirkungsweise der Grundschaltung 

• Ausgangsspannungen 

• Sperreingang 

• Astabile Kippglieder und ihre Symbole 

• Logische Verknüpfungsschaltungen 

• Grundsätzliche Anwendungen astabiler Kippschaltungen 

• Der Rechteckgenerator 

• Der Taktgeber 

Der Schmitt- Trigger

• Symbolik und Funktion eines Schmitt- Triggers 

• Aufgaben von einem Schmitt- Trigger 

• Der Schwellwertschalter 

• Der Rechteckformer 

• Schaltungstechnische Realisierung 

• Schmitt- Trigger mit einer Spannungs- Mitkopplung 

• Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung 

• Schmitt- Trigger mit einstellbaren Triggerpegeln 

• Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung 

• Nichtinvertierender Trigger mit Operationsverstärker 

• Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung 

• Invertierender Trigger mit Operationsverstärker 

• Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung 

• Grundsätzliche Anwendungen von Schmitt- Triggern 

Quellenachweis 

Bildnachweis 

Impressum

Erstellung der Belegarbeit: Arne Grondowy
Bereitstellung der Unterlagen: Verlag Medien- Institut Bremen,

Copyright

2000 Arne Grondowy
2000 Verlag Medien- Institut Bremen
2000 Verlag Europa- Lehrmittel
2000 www.e-online.de
2000 www.e-technik.fh-kiel.de
2000 www.grin.de

Gliederungsübersicht

Kippschaltungen

1. Bistabile Kippschaltungen

1.1. Aufbau und Wirkungsweise der Grundschaltung
1.1.1. Formelsammlung und Berechnung für die Grundschaltung

1.2. Statisch gesteuerte bistabile Kippschaltung
1.2.1. Aufbau und Wirkungsweise der Schaltung
1.2.2. Schaltung und Wirkungsweise einer Schaltstufe
1.2.3. Logische Verknüpfungsschaltungen

1.3. Dynamisch gesteuerte bistabile Kippschaltung
1.3.1. Aufbau und Wirkungsweise der Schaltung
1.3.2. Zeitdiagramme
1.3.3. Steuerung der folgenden Schaltung
1.3.4. Logische Verknüpfungsschaltung

1.3. Bistabile Kippglieder und ihre Symbole
1.3.1. Symbole für RS- Kippglieder

1.4. Das RS- Flipflop

1.5. Das getaktete Flipflop
1.5.1. Das getaktete RS- Flipflop (gated Latch)

1.6. Das D- Flipflop (data Latch)

1.7. Das JK- Flipflop

1.8. Taktflanken- Steuerung
1.8.1. Aufbau von Master- Slave- Flipflops

1.9. Taktversatz, zweiflankengesteuerte Flipflops

1.10. D- Flipflop, T- Flipflop

1.11. Das D- Flipflop SN7474

1.12. Unterschied Latch/Flipflop

1.13. Zusammenfassung der Flipflop- Klassifizierung

1.14. Die Flipflop Umwandlung

1.15. Grundsätzliche Anwendungen bistabiler Kippschaltungen

2. Monostabile Kippschaltungen

2.1. Aufbau und Wirkungsweise der Grundschaltung

2.2. Ansteuerungsmöglichkeiten
2.2.1. Monostabile Kippschaltung ohne Nachtriggerung
2.2.2. Monostabile Kippschaltung mit Nachtriggerung

2.3. Monostabiles Kippglieder und ihre Symbole

2.4. Logische Verknüpfungsschaltungen

2.5. Grundsätzliche Anwendungen monostabiler Kippschaltungen

3. Astabile Kippschaltungen
3.1. Aufbau und Wirkungsweise der Grundschaltung

3.2. Ausgangsspannungen

3.3. Sperreingang

3.4. Astabile Kippglieder und ihre Symbole

3.5. Logische Verknüpfungsschaltungen

3.6. Grundsätzliche Anwendungen astabiler Kippschaltungen
3.6.1. Der Rechteckgenerator
3.6.2. Der Taktgeber

4. Der Schmitt- Trigger

4.1. Symbolik und Funktion eines Schmitt- Triggers

4.2. Aufgaben von einem Schmitt- Trigger
4.2.1. Der Schwellwertschalter
4.2.2. Der Rechteckformer

4.3. Schaltungstechnische Realisierung
4.3.1. Schmitt- Trigger mit einer Spannungs- Mitkopplung
4.3.1.1. Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung
4.3.2. Schmitt- Trigger mit einstellbaren Triggerpegeln
4.3.2.1. Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung
4.3.3. Nichtinvertierender Trigger mit Operationsverstärker
4.3.3.1. Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung
4.3.4. Invertierender Trigger mit Operationsverstärker
4.3.4.1. Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung
4.4. Grundsätzliche Anwendungen von Schmitt- Triggern

Kippschaltungen

Zur Gruppe der Kippschaltungen zählen alle die Schaltungen, welche zwischen zwei Schaltungszuständen
hin- und herkippen können. Dieser Übergang erfolgt sprunghaft und trägt daher auch die Bezeichnung Kippvorgang.
In der Regel besitzen Kippschaltungen zwei Ausgänge. Die beiden Ausgangspotentiale ergeben sich meistens als Kollektorpotentiale völlig leitender oder auch gesperrter Transistoren.

Transistor gesperrt Transistor leitend

In der einfachsten Form bestehen solche Schaltungen aus zwei Transistorschaltstufen. Von denen jeweils eine leitend und die andere gesperrt ist. Während eins sogenannten Kippvorgangs wechseln beide Transistoren ihre Zustände, dass heißt der leitende Transistor wird gesperrt und gleichzeitig der gesperrte Transistor leitend.
Nach der Art der Auslösung der Kippvorgänge unterscheidet man,
zwischen 3 verschiedenen Kippschaltungen:

· Bistabile Kippschaltung:
wird auch als bistabiler Multivibrator bezeichnet oder auch Flipflop genannt.

Kippvorgang (Ruhelage -> Arbeitslage) und Rückkippvorgang (Arbeitslage -> Ruhelage) werden
Von außen durch Gleichspannungen an statischen Eingängen oder durch Potentialsprünge (Impulse) an
dynamischen Eingängen ausgelöst.
Beide Lagen (Arbeitslage und Ruhelage) sind stabil.

· Monostabile Kippschaltung:
erhält auch die Bezeichnung monostabiler Multivibrator oder auch Monoflop.

Ein Kippvorgang (Ruhelage -> Arbeitslage) wird von außen wie bei einer bistabilen Kippschaltung
Eingeleitet, während der Rückkippvorgang (Arbeitslage -> Ruhelage) nach einer schaltungsabhängigen
Zeit selbsttätig erfolgt. Diese Arbeitslage ist nicht stabil. Die monostabile Kippschaltung verfügt
nur über eine stabile Lage.

· Astabile Kippschaltung:

bekannt auch als astabiler Multivibrator.
Beide Lagen sind unstabil. Genauer bedeutet das, dass die Kippvorgänge und Rückkippvorgänge
Ohne äußeren Anstoß erfolgen. Die Zeit, für die sich eine Lage hält, ist abhängig von der
Schaltungsdimensionierung.

1. Bistabile Kippschaltungen

1.1. Aufbau und Wirkungsweise der Grundschaltung

Die bistabile Kippschaltung entsteht durch eine Zusammenschaltung zweier Transistorschalter mit der sogenannten statischen Ansteuerung.
Der Eingang B1 der ersten Schaltstufe ist mit dem Ausgang A2 der zweiten Schaltstufe verbunden.
Genauso gilt das auch für den Eingang B2 der zweiten Schaltstufe, welche mit dem Ausgang A1 der ersten Schaltstufe gekoppelt ist.

Abbildung: Grundform der bistabilen Kippschaltung

Zum besseren erklären der Schaltung, wird der Transistor V1 leitend geschalten. Sowie diesen Punkt als Ruhelage festgelegt.
Das sogenannte Kollektorpotential UA 1 von V1, was auch gleichzeitig als Eingangspotential der zweiten Schaltstufe dient, beträgt OV. Demzufolge liegt ein Low- Potential an und der Transistor V2 sperrt. Wobei aber sein Kollektorpotential mit einem High- Signal (+ Us) den V1 leitend hält.
Dieser Zustand ist stabil und bleibt beliebig lange erhalten.

Ein Kippen der Schaltung, dass heißt V1 muss sperren und V2 muß durchsteuern, ist nur dann möglich, wenn es zu einer Ansteuerung von einem der beiden Transistoren von außen über besondere Eingänge kommt. Bei diesen Eingängen unterscheidet man zwischen der statischen und dynamischen Ansteuerung.
In der Grundschaltung sind bereits zwei statische Eingänge vorhanden. Und zwar B1 und B2.
Ein Kippvorgang aus der dargestellten Ruhelage kann entweder über B1 oder B2 erfolgen. Erreichen kann man dies, zum einen durch das sperren des leitenden Transistors V1 (OV an B1) oder entgegengesetzt, dass durchsteuern des gesperrten Transistors V2 (+1V an B2).

Wird zum Beispiel der V1 durch anlegen von 0V am Punkt B1gesperrt, so wechselt UA1 von 0V auf + Us und steuert seinerseits V2 über die Widerstände R4 und R3 in den leitenden Zustand.
Die neu entstandene Lage ist wie die ursprüngliche stabil.

Sie erhält daher im Gegensatz zur Ruhelage die Bezeichnung Arbeitslage.
Welche der beiden Lagen als Ruhe- oder Arbeitslage bezeichnet wird. Ist im Grunde beliebig zu wählen, da die vorhergegangene Schaltung einen symmetrischen Aufbau besitzt.

Nach dem erfolgten Kippvorgang kann das am Eingang B1 noch anliegende Signal entfallen. Es dient nur zum Auslösen des Kippvorgangs und kann daher nach dem erfolgten Kippen wieder weggenommen werden.

Für den sogenannten Rückkippvorgang gelten die gleichen Kippbedingungen. Da beide Transistoren entgegengesetzte Leitzustände einnehmen, werden die statischen Eingänge entsprechend gewechselt. Dementsprechend liegen an B2 0V an und an B1 +1V.

In der Binärtechnik gibt es nur zwei verschiedene Signale. Diese sind in der Schaltung durch die beiden möglichen Ausgangspotentiale gegeben, L = 0V und H = +Us .
Ein Potential von +1V für die Durchsteuerung des gesperrten Transistors ist also nicht verfügbar. Würde man anstelle dessen +Us als Steuerungspotential an den betreffenden Eingang legen, so könnte es zur Zerstörung des angesteuerten Transistors kommen. Die in dieser Schaltung dargestellten Eingänge sind demzufolge ohne weitere Schaltungsmaßnahmen nicht brauchbar. Praktische Lösungen bieten daher die
,,Statisch gesteuerte bistabile Kippschaltung" oder die ,,Dynamisch gesteuerte bistabile Kippschaltung".

1.1.1.Formelsammlung und Berechnung für die Grundschaltung

Für die Schaltungsdimensionierung der Grundschaltung, ergeben sich durch die Basisspannungsteiler folgende Steuerspannungen. Diese wirksamen Steuerspannungen ergeben sich für beide Transistoren. Für V1gilt UBE 1 und für den V2 gilt UBE2.

Berechnet wird UBE 2 aus UA 1 durch den Spannungsteiler, welcher sich aus den Widerständen R3 und R4 ergibt.

UBE 2 = _{R3 * UA 1}

^{R3 + R4}

UBE 2 =^{2,2 k
<sub>W}
* 0V UBE 2 = 0V</sub>

<sup>2,2 k
_W
+ 22 k
_W</sup>

Mit einer Basis- Emitter- Spannung von 0V ist der Transistor gesperrt. Bei der Berechnung von UBE 2 wurde für UA 1 = 0V angenommen. Aber in Wirklichkeit beträgt die Kollektor- Emitter- Spannung bei leitendem Transistor UCEsat rund 0,2V. Deshalb ist auch UBE 2 geringfügig größer als 0V. Aber es ist immer noch so klein, dass der Transistor V2 weiterhin im Sperrzustand bleibt.

Berechnet wird UBE 1 aus UA 2 durch den Spannungsteiler aus R1 und R2.

UBE 1 = _{R1 * UA 2}
^{R1 + R2}

UBE 1 = <sub>2,2 k
W
* 12V UBE 1 = 1,1V</sub>

<sup>2,2 k
_W
+ 22 k
_W</sup>

Bei der Berechnung von UBE 1 wurde für UA 2 die volle Speisespannung angenommen. Genaugenommen wird jedoch UA 2 um den Spannungsabfall am R6 kleiner. Die Ursache liegt in den Widerständen R6, R2 und R1 durch die der Teilerstrom fließt. Da im allgemeinen R6 viel kleiner als (R1 + R2) ist, kann dieser Spannungsabfall vernachlässigt werden.

1.2. Statisch gesteuerte bistabile Kippschaltung

1.2.1. Aufbau und Wirkungsweise der Schaltung

Die einfachste Form einer bistabilen Kippschaltung erhält man zum Beispiel, wenn in die Grundschaltung je ein Widerstand in den beiden Eingangsleitungen eingefügt wird.

Schaltung

Abbildung: Bistabile Kippschaltung für statische Steuerung

Zur Vereinfachung, wird angenommen, dass die dargestellte Schaltung sich in einer Lage befindet, in der V1 durchgesteuert ist. Am Ausgang Q1 liegt somit ein L- Potential an. Dagegen liegt bei Q2 ein High- Potential an. Die statischen Eingänge B1 und B2 lassen nun eine Leitendsteuerung eines gesperrten Transistors mit H zu. Da die angelegte Steuerspannung (+Us) durch den Spannungsteiler, bestehend aus R1 und R7, außerdem R3 und R8, auf eine für den Transistor gefahrlose Größe heruntergeteilt wird.

Die Sperrung eines leitenden Transistors mit Potential L an B1 beziehungsweise B2 ist dagegen nicht möglich. Weil R7 und R8 dafür so groß sind, dass daher das an der Basis von dem Transistor liegende positive Potential nur unwesentlich verschoben wird. Es kommt zu keiner Sperrung des jeweiligen Transistors.

Steuerung der Kippschaltung

Liegt ein Low- Potential an B1 und B2 an, so ist die Schaltung nicht angesteuert. Die Kippschaltung behält, salopp gesagt, ihre ursprüngliche Lage bei. Als Beispiel V1 leitend und V2 gesperrt.
Durch ein anlegen von High am Eingang B2 kippt sie aber in die andere Lage. Weil Transistor V2 durchsteuert und somit bei Q2 ein Signal L entsteht. UQ 2 = 0V sperrt V1 über Spannungsteiler R2/R1. Eine Ansteuerung mit High am Eingang B1 wäre bei der dargestellten Ausgangslage erfolglos, da V1 schon leitend ist.

Nimmt die Kippschaltung dagegen die entgegengesetzte Lage, V2 leitend, V1 gesperrt, ein. So wird sie mit einem High- Potential an B1 zurückgekippt. Genauer gesagt., in die ursprüngliche Lage gebracht.

Liegt das High- Potential an beiden Eingängen, werden B1 und B2 demzufolge gleichzeitig angesteuert. So sind während der Ansteuerung beide Transistoren leitend. Daraus folgt, das beide Ausgangspotentiale Low sind. Fällt an beiden Eingängen die Ansteuerung gleichzeitig weg, sperrt einer der Transistoren. Es ist aber nicht vorher bestimmbar, welcher von ihnen sperren tut. Dies ist nämlich von zufälligen Schaltungstunsymmetrien abhängig.
Eine gleichzeitige Ansteuerung an B1 und B2 ist daher immer nur dann zu vermeiden, wenn die darauf folgende Lage der Kippschaltung definiert sein soll.

Statisch gesteuerte bistabile Kippschaltungen besitzen zwei Steuereingänge. Von denen einer die Arbeitslage steuert, dagegen zur Steuerung der Ruhelage dient. Beide dürfen nicht gleichzeitig angesteuert werden.

1.2.2. Schaltung und Wirkungsweise einer Schaltstufe

Betrachtet man von der Kippstufe nur eine Schaltstufe. So lässt sich dafür das folgende Schaltverhalten beschreiben.

· V1 ist gesperrt, also Q1 auf High- Signal. Aber nur wenn I1 und B1 mit Low- Potential versehen sind.
· V1 wird leitend, wenn an B1 High angelegt wird. In der ersten Phase ist dementsprechend Q1 Low, B1 High
und I1 ist auch Low.
· Das Ausgangssignal Q1 mit Low- Signal sperrt den anderen Transistor V2 (ist nicht mit dargestellt). Dieser
bringt dann High an I1. Während der Phase ist Q1 Low, B1 High und auch I1 mit High versehen.
· V1 bleibt leitend, wen die Ansteuerung mit High an B1 wegfällt. Nun ist Q1genauso wie B1 auf Low-
Potential, dagegen geht I1 auf High über.

Abbildung: 1 Schaltstufe von der bistabilen Kippschaltung

Arbeitstabelle und Wahrheitstabelle

Hier eine Arbeitstabelle über die oben beschriebenen Schaltzustände einer Schaltstufe.

Aus der Arbeitstabelle kann man entnehmen, dass die Schaltstufe einer bistabilen Kippschaltung eine H- NOR- Schaltung beziehungsweise eine L- NAND- Schaltung ist. Dies verdeutlicht sich auch aus den beiden unten dargestellten Wahrheitstabellen. Einmal für positive und die andere für negative Zuordnung.

Gegenüberstellung von Arbeitstabelle und Wahrheitstabelle für die positive Zuordnung: H- NOR- Glied

Gegenüberstellung von Arbeitstabelle und Wahrheitstabelle für die negative Zuordnung: L- NAND- Glied

1.2.3. Logische Verknüpfungsschaltungen

Man kann daraus schließen, dass die dargestellte bistabile Kippschaltung für statische Steuerung ebenso mit
H- NOR- Schaltungen wie auch mit L- NAND- Schaltungen realisiert werden kann.

Abbildung: Bistabile Kippschaltung aus H- NOR- Schaltungen

Abbildung: bistabile Kippschaltung aus L-NAND- Schaltungen

Aus den Beschreibungen aller bisher besprochenen Kippschaltungen geht hervor, dass eine Ansteuerung mit dem wirksamen Steuerpegel nur bei einer der beiden möglichen stabilen Lagen zu Kippvorgang führt.

Nimmt eine Kippschaltung also vor der Ansteuerung bereits die Lage ein, die durch die Ansteuerung erzielt werden sollte, so kippt sie nicht. Man kann daraus das für bistabile Kippschaltungen typische Schaltverhalten ableiten und auch definieren:

Die wirksamen Ansteuerung einer bistabilen Kippschaltung verursacht eine der Ansteuerung zugeordnete stabile Lage. Die Schaltung kippt während des Steuervorgangs in diese Lage, wenn sie diese vor der Ansteuerung noch nicht einnahm. Es kommt aber nicht zum kippen, wenn die Lage bereits vor der Ansteuerung eingenommen war.

1.3. Dynamisch gesteuerte bistabile Kippschaltung

Die dynamische Steuerung findet bei bistabilen Kippschaltungen viel häufiger Anwendung als die statische bistabile Kippschaltung. Hierbei werden nur Potentialsprünge mit hoher Flankensteilheit wirksam. Diese sind in einer Rechteckspannung vertreten und werden durch RC- Differenzierschaltungen zu Nadelimpulsen geformt.

1.3.1.Aufbau und Wirkungsweise der Schaltung

Abbildung: Dynamischer Eingang mit Vorbereitung

Die oben abgebildete Schaltstufe stellt eine bistabile Kippschaltung für dynamische Steuerung mit Vorbereitung dar. Wobei der Widerstand R9 und der Kondensator C1 die Differenzierschaltung bilden.

Durch dynamische Steuerung werden nur leitende Transistoren gesperrt. Über die Diode V3 kommen direkt die sperrenden Impulse an die Basis des V1.
Bei dieser Schaltung können dies nur negative Impulse sein, da alle positiven Impulse durch die Diode gesperrt werden und somit gar nicht erst zur Basis vordringen können.
Die zu differenzierende Rechteckspannung wird über den Eingang B2 der bistabilen Kippschaltung zugeführt. Dagegen dient B1 zur Abschaltung einer Vorbereitungsspannung. Potentialsprünge der an B2 liegenden Spannung UB2 werden durch C1 zu positiven wie auch zu negativen Nadelimpulsen geformt.
Diese Impulse überlagern die Vorbereitungsspannung UB1, welche an B1 liegt.

Vorbereitung zum Kippvorgang

UB1 ist 0V, also liegt ein Low- Potential an B1 an. Die basisseitige Kondensatorplatte von C1 nimmt damit ebenfalls eine Potential von 0V ein. Durch die Differenzierung ergeben sich positive wie auch negative Impulse. Von denen aber nur die negativen über die Diode V3 auf die Basis des V1 einwirken und den Transistor demzufolge sperren.

Keine Vorbereitung

UB1 ist gleich + Us, demzufolge liegt ein High- Potential an B1 an. Die basisseitige Kondensatorplatte nimmt ebenfalls dieses High ein. Ein positiver Potentialsprung an B2 (0V · + Us = L · H) verursacht einen der positiven Spannung überlagerten positiven Impuls. Während ein negativer Potentialsprung an B2 (+Us · 0V = H · L) eine nur bis auf 0V reichende negative Impulsspitze erzeugt. Für die positiven und die bis auf 0V reichenden negativen Impulse ist die Diode gesperrt, so dass daher der Transistor ohne Beeinflussung bleibt.

1.3.2. Zeitdiagramme

Die Diagramme zeigen die Impulse, welche an der Diode anliegen. Und zwar für UB1 = 0V und UB1 = + Us in Abhängigkeit von den an B2 liegenden Potentialsprüngen der Spannung UB2.

1.3.3. Steuerung der folgenden Schaltung

Die Ansteuerung zum Kippen erfolgt am Transistor V1. Daher sind zwei Signale erforderlich.
Zum einen den Potentialsprung der richtigen Polarität (H · L) am dynamischen Eingang B2. Sowie zum anderen das Vorbereitungspotential L am dem Vorbereitungseingang B1.
Die Schaltung wird nur dann wirksam angesteuert, wenn die beiden Signale gleichzeitig anliegen. Der dynamische Eingang und der Vorbereitungseingang sind also konjunktiv verknüpft. Kurz gesagt ist es eine UND- Verknüpfung mit einem dynamischen Eingang.

Die Ansteuerung des leitenden Transistor mit einem High zu Low an B2 beziehungsweise an B3 und Low an B1 und B4, hat zur Folge, dass dieser eine Sperrung erfährt. Die bistabile Kippschaltung kippt somit in die andere stabile Lage. Eine gleichartige Ansteuerung am gesperrten V1 bleibt erfolglos. Da die Schaltung ihren ursprüngliche Lage beibehält.
Zu einer vorher nicht bestimmten Lage führt eine gleichzeitige Ansteuerung beider Schaltstufen, wenn ein Pegelsprung von High auf Low an B2 und B3 erfolgt sowie ein Low an B1 und B4 anliegt.

Um sicherzustellen, dass dies nicht geschehen kann, ist entweder nur ein dynamischer Eingang anzusteuern oder es darf nur ein Eingang zur Vorbereitung nutzbar sein.

Abbildung: Bistabile Kippschaltung für dynamische Steuerung mit Vorbereitung

Abbildung: Bistabile Kippschaltung mit zwei Vorbereitungseingängen und 1 dynamischen Takteingang
Erklärung für Abbildung der 2. Schaltung auf vorhergehenden Seite

Eine Vereinfachung der Ansteuerung von Kippschaltungen erreicht man meist durch eine Zusammenfassung
der beiden Eingänge B2 und B3. Und zwar durch einen gemeinsamen Takteingang B0 durch die Parallelschaltung. Für eine definierte Ansteuerung dieser Kippschaltung darf immer nur an einem Vorbereitungseingang das erforderliche, sogenannte Vorbereitungspotential, angelegt werden.
Die Arbeitsweise unterscheidet sich von der statisch gesteuerten Kippschaltung dadurch, dass die hier an B1 beziehungsweise B2 liegende Information nur bei einem Taktimpuls in die Kippschaltung übernommen wird, während dies bei der Kippschaltung mit statischen Eingängen sofort beim Anlegen der Steuerpegel geschieht. B1 und B2 werden deshalb auch oft als Informationseingänge bezeichnet.

1.3.4. Logische Verknüpfungsschaltung

Die dynamisch gesteuerte Kippschaltung besteht aus einem Schaltnetz von L- NOR beziehungsweise H- NAND- Verknüpfungen.
Der Grund liegt darin, dass über die Dioden nur leitende Transistoren gesperrt werden können.
Zwei weitere Verknüpfungsschaltungen sind erforderlich, welche die UND- Funktion zwischen Vorbereitung und dynamischem Eingang realisieren.

Abbildung: Dynamisch gesteuerte bistabile Kippschaltung aus L-NOR und dynamischen L-UND Schaltungen

Arbeitstabelle

Aus der Tabelle geht hervor, dass der zur Ansteuerung von der eigentlichen Kippschaltung benötigte L- Impuls nur dann entsteht, wenn an B1 Pegel L und an B2 eine Pegelsprung von High auf Low liegt. Die Arbeitsweisen der Schaltungen stimmen also voll mit der logischen Grundverknüpfung und der Arbeitstabelle überein.

1.4. Bistabile Kippglieder und ihre Symbole

Zur Beschreibung der Arbeitsweise von Kippschaltungen bedient man sich der Pegelwerte L und H. Für die Beschreibung der Schaltfunktion von Kippgliedern verwendet man, wie bei den Verknüpfungsgliedern, die Binärwerte 0 und 1. Diese sind meist in Wahrheitstabellen zusammengestellt.
Die verwendete Symboliken von den Kippgliedern entsprechen der seit 1976 gültigen DIN 40 700 Norm.

1.4.1. Symbole für RS- Kippglieder

In umfangreichen Schaltungen werden bistabile Kippschaltungen meist durch einfache Symbole dargestellt. Das gleiche Symbol kann sowohl als Schaltzeichen (Symbol einer Kippschaltung mit zusätzlichen Pegelangaben, als Beispiel in Arbeitstabellen). Auch als Funktionssymbol findet es Verwendung. Funktionssymbole kommen aber häufiger zum Einsatz.

Grundformen

Das Symbol wird durch eine gestrichelte Linie in zwei Felder aufgeteilt. Der Informationsfluss verläuft der gestrichelten Linie entlang. Deshalb werden alle Eingänge an der einen Seite, an der die gestrichelte Linie auftrifft, und die Ausgänge an der zweiten Seite, an der die gestrichelte Linie endet, dargestellt.

Zulässig ist es auch, die gestrichelte Trennungslinie wegzulassen. Hierbei muss aber ein Ausgang mit dem Negationssymbol versehen werden. Womit das typische Merkmal der bistabilen Kippglieder dargestellt wird. Das heißt ein Ausgang liefert den negierten Wert des anderen Ausgangs.

Soll aber eine bestimmte Grundstellung besonders gekennzeichnet werden, so ist dazu im Symbol selbst ein ausgefülltes Rechteck einzuzeichnen. Die gekennzeichnete Stellung hat den Binärwert von 1 und ist als Ruhelage definiert.

Die Ausgänge werden mit den Buchstaben Q und Q* gekennzeichnet. In einem der beiden stabilen Zustände, dem Setzzustand oder Zustand 1 (Arbeitslage) ist

Q = 1 und Q* = 0

Und im zweiten stabilen Zustand, dem Rücksetzzustand oder Zustand 0 (Ruhelage), ist

Q = 0 und Q* = 1.

Für beide stabile Zugänge gilt dementsprechend:

^{Q = Q*}

1.5. Das RS- Flipflop
Das Latch-Flipflop wurde eingeführt, um die Grundeigenschaften eines Flipflops zu definieren. Es stellt aber noch kein anwendungsrelevantes Bauteil dar.
Charakteristisch für das grundlegende Flipflop ist das bistabile Verhalten, d.h. die Existenz zweier unterscheidbarer Zustände, die durch die logischen Werte "0" und "1" beschrieben werden können.
Die beiden Vorgänge, die zum Einstellen dieser Werte führen, werden als

des Flipflops bezeichnet. Hinzu kommt die Möglichkeit, den einmal eingestellten Wert zu speichern.
Die beiden Zustände "reset" und "set" werden abgekürzt als R- und S-Zustand, das entsprechende Basis-Flipflop als RS-Flipflop bezeichnet.
Dieses RS-Flipflop entspricht den Eingangs geforderten FF-Eigenschaften (Flipflop- Eigenschaften), nur die zuletzt gestellte Forderung nach einer Flankensteuerung wird nicht erfüllt. Daher gibt es bei RS- Flipflops nur eine Zustandssteuerung.
Die drei Funktionen des RS-Flipflops können wiederum an Hand einer Wertetabelle bzw. eines Zustandsdiagramms objektiver beschrieben werden:

Abbildung: Funktionstafel vom RS- Flipflop

Abbildung: Zustandsdiagramm eines RS- Flipflops

Wird eine Realisierung des RS-FF in NOR- bzw. NAND-Form angestrebt, kann von folgender Grundform ausgegangen werden:

Abbildung: Grundformen des RS-Flipflops.

Durch die Dominanz des rückgekoppelten Signals wird die geforderte Speicherfunktion sichergestellt (Speichern: S=R=0 bei NOR, S=R=1 bei NAND).
Mit Hilfe des KV-Diagrammes kann eine praktische Realisierung im NOR- oder NAND-Format gefunden werden:

Abbildung: KV-Diagramm des RS-Flipflops.

Werden die "don′t cares" als d = 0 interpretiert, ergibt sich als Funktionsgleichung

,

(4.3)

was zur gesuchten NOR-Schaltung des RS-Flipflops führt:

Abbildung: RS-Flipflop in NOR-Realisierung.
Diese durch Zusammenfassung im KV-Diagramm gefundene Standardstruktur der gekreuzten Rückkopplungen gilt sowohl für die hier gezeigte NOR- als auch für die NAND-Realisierung.
Als entgültiges KV-Diagramm des RS-Flipflops in NOR-Struktur ergibt sich damit:

Abbildung: KV-Diagramm des RS-Flipflops in NOR-Realisierung

Durch Einkreisungen werden wiederum die stabilen Zustände angezeigt.

Hinweis 1:

· Während das RS-Flipflop in NOR-Realisierung bei R=S="0" speichert, wird die gleiche Funktion in der NAND-Ralisierung bei R=S="1" erreicht. Bei diesen Eingangswerten kommen jeweils nur die (dominanten) Rückkopplungen zur Wirkung ("1" bei ODER, "0" bei UND).
· Durch die Zuordnung der Anschlüsse R, S und Q wird außerdem eine "active high"- oder "active low"-Ansteuerung festgelegt.

Hinweis 2:

· Das Verhalten dieser Basisschaltung ist für einen Wechsel der Eingangssignale R=S="1" in den Speicherzustand mit R=S="0" nicht deterministisch, d.h. der erreichte stabile Endzustand hängt von den (zufälligen) Gatterlaufzeiten ab. Dieses Verhalten wird als "kritischer Wettlauf" (engl. race) zwischen Signalen unterschiedlicher Laufzeit bezeichnet.
· Die in der Schaltungsrealisierung (s.o.) implizit geforderte Eigenschaft zweier zueinander inverser Ausgänge ist außerdem bei Ansteuerung mit R=S="1" nicht gegeben.

Aus diesen beiden Gründen ist beim RS-NOR-FF die Eingangskonfiguration R=S="1" verboten. Entsprechendes gilt beim RS-NAND-FF für die Eingangskombination R=S="0".

Zusammenfassung: RS-Flipflops

Abbildung: NOR- und NAND-Realisierung des RS-Flipflops

NOR-FF				NAND-FF
S	R	Q+	Funktion			Q+
1	0	1	Setzen	0	1	1
0	1	0	Rücksetzen	1	0	0
0	0	Q	Speichern	1	1	Q
1	1	-	(verboten)	0	0	-

Abbildung: Wahrheitstafel des RS-Flipflops für NOR- und NAND-Realisierung

  1.6. Das getaktete Flipflop

Das einfache RS-Flipflop zeichnet sich dadurch aus, dass jede Änderung der Eingangsparameter R bzw. S sofort ausgewertet wird; das Flipflop kann also jederzeit neue Daten an den Logikeingängen R und S übernehmen.
In vielen Anwendungen ist es jedoch vorteilhaft, wenn eine Informationsübernahme nur zu bestimmten, genau einstellbaren Zeitpunkten möglich ist. Das Flipflop sollte also nur in extern festgelegten Zeitintervallen die Auswertung der logischen Eingänge vornehmen.
Diese zusätzliche Zeitsteuerung wird als Takt (engl. clock) bezeichnet, das entsprechende Signal als Taktsignal. In seiner Funktionalität entspricht dieser Takteingang der oben geforderten Latch-Funktion des einfachen Latch-FF. Das derart gesteuerte Flipflop wird als "getaktetes Flipflop" (engl. gated latch) bezeichnet.

1.6.1. Das getaktete RS-Flipflop (gated latch)

Zur Umwandlung des Basis-RS-Flipflops in ein taktgesteuertes Flipflop ist die Implementierung eines Takteinganges notwendig, der z.B. folgende Bedingung erfüllt:

· Takt = "1": die RS-Eingänge werden sofort ausgewertet,
· Takt = "0": die Auswertung der RS-Eingänge unterbleibt.

Ausgehend vom RS-Grundbaustein kann diese Logik durch einfaches Vorschalten von zwei UND-Gattern realisiert werden:

Abbildung: Getaktetes RS-Flipflop (gated Latch)

Die Schaltung gehorcht jetzt dem folgenden Zeitsignal:

Abbildung: Taktsignal des getakteten Flipflops

Nur während des relevanten "1"-Pegels werden Signale durch das Flipflop weitergeleitet ("1" wurde in diesem Fall willkürlich als der aktive Pegel vorgegeben). Ein derart gesteuertes System wird "taktpegel-gesteuert" genannt, die Funktion wird als "Taktpegel-Steuerung" bezeichnet.

1.7. Das D-Flipflop (data latch)

Auch durch die Taktpegel-Steuerung ist beim RS-Flipflop der "verbotene" Zustand (R=S="1") nicht beseitigt worden. Eine geringfügige Änderung des getakteten RS-Flipflops kann allerdings zur Vermeidung dieses Zustandes führen.
In dieser abgewandelten Form des RS-FF wird der R-Eingang durch das invertierte S-Signal definiert, es existiert also nur noch ein einziges logisches Eingangssignal, das in diesem Fall dann als "D" (von Datum bzw. von engl. data oder delay) bezeichnet wird.
Schaltung:

Abbildung: D-Flipflop

R=S ist also nicht mehr möglich, der Speicher-Zustand wird jetzt durch Takt="0" realisiert. Dieses Flipflop benötigt zur Steuerung des logischen Verhaltens also nur einen einzigen Eingang und entspricht damit weitestgehend dem Latch-Flipflop.
Das so entstandene Flipflop wird "D-Flipflop" genannt.

Das KV-Diagramm des D-Flipflops kann als vereinfachtes KV-Diagramms des RS-FF angegeben werden, gleichzeitig wird der nicht erlaubte Zustand eliminiert:

Abbildung: KV-Diagramm des D-Flipflops

In der Schaltzeichen-Symbolik wird die Taktpegel-Steuerung durch ein Rechteck markiert:

Abbildung: Schaltzeichen (links) und Taktsignal des KV-Diagramms

1.8. Das JK-Flipflop

Eine weitere Möglichkeit, den im RS-Flipflop verbotenen Zustand zu vermeiden, besteht in der Definition einer neuen (vierten) erlaubten Funktion. Diese erweiterte Eigenschaft des FF wird durch eine zusätzliche Rückkopplung der Flipflop-Ausgänge erzeugt, mit ihr wird die sogenannte "Wechsel"-Funktion (eng. toggle) eingeführt.

Schaltung:

Abbildung: JK-Flipflop in gemischter Darstellung (AND/NOR)

Die logischen Eingänge dieses neuen Flipflop-Typs, die die Eingänge R und S ersetzen, werden jetzt als J und K bezeichnet (von engl. J = jump, K = kill); das Flipflop wird entsprechend JK-Flipflop genannt.
Im KV-Diagramm können jetzt vier eigenständige Funktionen unterschieden werden:

Abbildung: KV-Diagramm des JK-Flipflops mit neuem Zustand "Wechseln" (toggle-Zustand)

Für die Funktionsgleichung und Funktionstabelle des JK-Flipflops ergibt sich:

(4.4)

J	K	Q+	Funktion
0	0	Q	Speichern
0	1	0	Rücksetzen
1	0	1	Setzen
1	1		Toggle

Abbildung: Funktionstabelle des JK-Flipflops

In der praktischen Anwendung ist insbesondere das Wechseln des Ausgangswertes von Bedeutung. Neben der Funktionstabelle ist gerade in Verbindung mit dieser Betriebsart die sogenannte Übergangstabelle des JK-Flipflops sehr nützlich:

Q Q+	J	K	Funktion	Term (*)
0 0	0	x	not jump
0 1	1	x	jump
1 0	x	1	kill
1 1	x	0	not kill

Abbildung: Übergangstabelle des JK-Flipflops
(*) für den Übergang verantwortlicher Term aus der Funktionsgleichung.

Da mit der neuen Funktion "Wechsel" (toggle) ein einmaliges Umschalten der FF-Ausgangswerte verbunden ist, führt der Einsatz einer Taktpegelsteuerung zu Problemen. Die Übergangstabelle geht von einem Verknüpfungsnetz aus, bei dem die Signaleingänge während einer Taktperiode stabil bleiben. In der hier gegebenen Schaltung ändern sich aber die Eingangssignale, falls die Ausgangssignale sich ändern.

Beispiel
Es sei

Bei Anlegen des Taktimpulses wird Q = "1" , verdeutlicht wird dies durch die Übergangstabelle .Diese Signaländerung tritt nach Verstreichen der schaltungsgegebenen Verzögerungszeit t_p ein. Die neue Situation lautet also

Bleibt der Takteingang weiterhin geöffnet, wiederholt sich dieser Prozeß; es findet ein ständiger Wechsel zwischen Gl. 4.5 und Gl. 4.6 statt. Das Ausgangssignal Q oszilliert also zwischen "0" und "1".

Abbildung: JK-Flipflop mit "race-around"-Schwingungen

Dieser Vorgang (im Engl. als "race-around" bezeichnet) kann nur dadurch vermieden werden, dass eine Steuerung mit Taktimpulsen vorgenommen wird, die kurz im Vergleich zur FF-Durchlaufzeit tp sind.

1.9. Taktflanken- Steuerung

Um Taktimpulse endlicher Dauer einsetzen zu können und gleichzeitig die Forderung nach einem einmaligen Wechsel zu erfüllen, wird eine Taktflankensteuerung eingeführt. Diese Art der Steuerung definiert eine aktive Taktflanke, bei der die Auswertung der logischen Steuereingänge vorgenommen wird.
Eine Flankensteuerung kann bereits durch einfaches Hintereinanderschalten zweier taktpegelgesteuerter JK- oder RS-Flipflops realisiert werden.
Schaltung:

Abbildung: Master-Slave-Konfiguration zweier Flipflops (JK/RS)

Anordnungen dieser Art werden als "Master-Slave"-Schaltungen bezeichnet, da das erste FF (Flipflop) vollständig das zweite kontrolliert. ,,Master- Slave- Schaltungen" wird auch oft kurz als ,,MS- Schaltungen" abgekürzt.

Die Funktionsweise dieses Flipflops kann in vier Phasen aufgeteilt werden:

Abbildung: Taktimpuls

In der hier gezeigten Anordnung erfolgt der effektive Signalwechsel an den Q-Ausgängen also mit der abfallenden Taktflanke (1 --> 0).
Flipflops, zu deren Steuerung eine Flanke des Taktsignals benutzt wird, werden als "einflankengesteuerte" Flipflops bezeichnet.
Definition:

· Vorderflankengesteuertes Flipflop:
Übernahme und Ausgabe der Information geschehen mit der Taktvorderflanke (0-->1);
· Rückflankengesteuertes Flipflop:
Übernahme und Ausgabe der Information geschehen mit der Taktrückflanke (1-->0);

1.9.1. Aufbau von Master-Slave-Flipflops

Taktflankengesteuerte Master-Slave-Flipflops können aus zwei JK-Flipflops aufgebaut werden. Sie können aber auch durch eine entsprechende Zusammenschaltung zweier RS-Flipflops gebildet werden.
Die folgende Darstellung zeigt eine MS-Flipflop-Realisierung aus RS-Flipflops (RS-MS-FF). Auch dieses Flipflop unterliegt allerdings der oben definierten Zusatzbedingung zur Vermeidung des verbotenen Zustandes.
Schaltung:

Abbildung: Vollständiges Master-Slave-Flipflop (in NAND-Realisierung)

Eine äquivalente JK-Flipflop-Realisierung geben die nächsten 2 logischen Schaltungsverknüpfungen wieder.

Abbildung: Vollständiges JK-Master-Slave-Flipflop (in gemischter Darstellung)

Diese Konfiguration folgt wiederum dem Blockschaltbild aus einer Konfiguration von 2 Flipflops. Zum einen das JK- und zum anderen das RS- Flipflop.

Abbildung: Master-Slave-Konfiguration zweier Flipflops (JK/RS)
Gebräuchlicher ist der folgende MS-Aufbau, bei dem die notwendigen Rückkopplungen von den Slave-Ausgängen zu den Master-Eingängen führen:

Abbildung: JK-Master-Slave-Flipflop

1.10. Taktversatz, zweiflankengesteuerte Flipflops

Mit der einfachen Einflankensteuerung ist es möglich, begrenzte synchrone Schaltungen zu betreiben, Schaltungen also, bei denen ein einziges Signal zur Taktung mehrerer Flipflops genutzt wird.
Bei komplexeren Schaltungen mit weit verzweigten Taktleitungen muß allerdings die Signallaufzeit berücksichtigt werden. Es kann zu Fehlern kommen, da auf Grund der Laufzeitverzögerung nicht alle Flipflops gleichzeitig geschaltet werden. Diese zeitliche Verschiebung zwischen den Taktsignalen wird als Taktversatz (engl. clockskew) bezeichnet.

Beispiel
In einer einfachen Serienschaltung zweier D-FFs wird infolge des Taktversatzes nicht synchron getaktet:
Schaltung:

Abbildung: Flipflopschaltung mit Taktversatz-Problem

Diagramm:

Abbildung: Zeitverhalten der in der vorhergehenden Schaltung definierten Signale

In dieser Beispielschaltung soll das Flipflop FF₂ den "1"-Pegel von y1 übernehmen (siehe Zeitdiagramm). Mit der Taktvorderflanke übernimmt FF₁ den neuen "0"-Pegel, der jedoch an y₁ ausgegeben wird, bevor FF₂ mit dem taktversetzten Signal C₂ getaktet wird (Abb. 4.32). FF₂ übernimmt also bereits den neuen "0"-Wert.
Ergebnis: y₂ = 0 (Erwartungswert: y₂ = 1)

Dieses Problem des Taktversatzes kann weitestgehend vermieden werden durch Verwendung sogenannter "zweiflankengesteuerter" Flipflops.
Ähnlich wie die Einflankensteuerung durch Einführung der "Master/Slave"-Konfiguration zweier taktpegelgesteuerter FFs erzielt wurde, kann jetzt die Zweiflankensteuerung durch Verbindung zweier einflankengesteuerter FFs in Master/Slave-Anordnung erzielt werden:

Abbildung: Zweiflankengesteuertes Flipflop

Im so entstandenen zweiflankengesteuerten Flipflop wird die Information mit der Taktvorderflanke übernommen und erst mit der Rückflanke wieder ausgegeben.
Die Zeit zwischen Taktvorder- und Taktrückflanke dient zur Überbrückung des Taktversatzes.

Abbildung: Schaltsymbol (DIN 40700, Teil 14) für das zweiflankengesteuerte JK-Flipflop

Symbolik:
1J,1K	markieren die zeitliche Abhängigkeit der Eingänge von C1
	Aktiv: abfallende Impulsflanke
	retardierter Ausgang

1.11. D-Flipflop, T-Flipflop

Aus dem flankengesteuerten JK-Flipflop lassen sich andere Flipflop-Realisierungen ableiten (ähnlich wie dies beim RS-FF gezeigt wurde). Von der Vielzahl der FF-Derivate sind insbesondere das D-Flipflop und das T-Flipflop von besonderer Bedeutung. Das flankengesteuerte D-FF entspricht in seiner Funktion dem taktpegelgesteuerten D-FF (s.o.); das T- oder Toggle-Flipflop nutzt die Wechsel-Funktion des JK-Flipflops.

Abbildung: Schaltsymbole der D- und T-Flipflops (zweiflankengesteuert)

D-Flipflop				T-Flipflop
D	Q+	Funktion		T	Q+	Funktion
0	0	Speichern		0	Q	Speichern
1	1	Speichern		1		Toggle

Abbildung: Funktionstabellen der D- und T-Flipflops

Hinweis:
Damit die Informationsübernahme durch das Flipflop (Latch) sicher ablaufen kann, müssen bei Standard-FF-Bausteinen bestimmte Zeitbedingungen (Minimalvorgaben) genau eingehalten werden. Diese Einschränkungen beziehen sich insbesondere auf die als "setup time" und "hold time" bezeichneten Zeiten. Bei einigen Bauteilen muß auch die Anstiegs- bzw. Abfallszeit des Taktimpulses (rise time bzw. fall time) Berücksichtigung finden.

Beispiel: D-Flipflop

Abbildung: Impuls-Charakterisierung

Typische Werte für die "setup time" t_su und die "hold time" th bei Bausteinen der 74LS-Familie liegen bei:

1.12. Das D-Flipflop SN7474

Bei integrierten Flipflop-Schaltkreisen existieren meistens außer den Eingängen für die bereits bekannten Signale weitere Eingänge für spezielle Steuersignale.
Das Standard-Flipflop SN7474 (zweifach vorderflankengesteuertes D-Flipflop) kann so z.B. über die asynchronen Eingangssignale "preset" und "clear" takttunabhängig in einen genau definierten Anfangszustand gesetzt werden.
Beide Signale sind bei "0"-Pegel aktiv (active low) und setzen den Q-Ausgang auf "1"- bzw. "0"-Pegel.
Schaltung:

Abbildung: Blockschaltbild des D-Flipflops SN7474,
mit preset , clear , clock CLK (Taktsignal) und Dateneingang D

1.13. Unterschied Latch/Flipflop

Der Unterschied zwischen taktpegel- und taktflankengesteuerten Flipflops wird in der englischsprachigen Literatur durch die Begriffe latch und flipflop zum Ausdruck gebracht.

Da beide Bausteine trotz ihrer offenbaren Ähnlichkeit ein sehr differenziertes Verhalten zeigen, soll der Unterschied an einem vergleichenden Beispiel erläutert werden:

Schaltung:

Abbildung: Beispielschaltung (latch, flipflop)

Diagramm:

Abbildung: Zeitdiagramm zur Schaltung aus D- Latch und D- Flipflop (ohne Berücksichtigung von Verzögerungszeiten)
 

Hinweis:
Die für das Schalten beim D-Flipflop verantwortliche Flanke wird durch
 gekennzeichnet (in diesem Fall ist also die ansteigende Impulsflanke die aktive)
 

1.14. Zusammenfassung der Flipflop-Klassifizierung

		Flipflop-Art
Takt	Steuerung	RS	JK	D	T (datenlos)
ungetaktet	Zustands- Steuerung
ungetaktet	Flanken- Steuerung
getaktet	Einzustands- Steuerung
getaktet	Zweizustands- Steuerung
getaktet	Einflanken- Steuerung
getaktet	Zweiflanken- Steuerung

Abbildung: Zusammenfassung der Standard-Flipflop-Arten

Wie die Tabelle zeigt, kann die Beschreibung des Takteingangs außerdem noch erweitert werden, um zwischen einer positiven (ansteigenden) und einer negativen (abfallenden) Flanke unterscheiden zu können.

Takt-Eingang	Symbol
Takt-Eingang mit Zustandssteuerung. Die Variablen an den Eingängen, die von C abhängen, werden bei C = 1 wirksam.
Takt-Eingang mit Flankensteuerung. Die Variablen an den Eingängen, die von C abhängen, werden beim 0-1-Übergang wirksam (positive Flanke).
Takt-Eingang mit Flankensteuerung. Die Variablen an den Eingängen, die von C abhängen, werden beim 1-0-Übergang wirksam (negative Flanke).

Abbildung: Kennzeichnung des Takteinganges (C-Eingang)

1.15. Die Flipflop Umwandlung

Unterschiedliche Flipflop-Typen können ineinander umgewandelt werden und neue Flipflop-Typen können erzeugt werden, wenn zwei Kriterien berücksichtigt werden:
Das Taktverhalten wird bei der Umwandlung nicht verändert.
Die FF-Eingangssignale werden durch Vorschalt-Netzwerke angepasst.

Abbildung: FF-Umwandlung am Beispiel RS- und JK-Flipflop

Das notwendige Netzwerk VN kann mit den bekannten Methoden ermittelt werden. Die Beschreibung des gesuchten Flipflops wird mit Hilfe einer Funktionstafel vorgenommen, das zum Aufbau verwendete Standard-Flipflop kann über die zugehörige Übergangstabelle definiert werden.
Den Schaltungsaufbau zu dem umwandeln eines RS-Flipflops in ein JK-Flipflop, zeigt die obere Schaltung.
Die nachstehende Tabelle vergleicht die Übergangstabellen des JK-Flipflops und des RS-Flipflops in der bereits eingeführten Kurzform.

JK-Flipflop			RS-Flipflop
Q Q+	J	K	Q Q+	S	R
0 0	0	x	0 0	0	x
0 1	1	x	0 1	1	0
1 0	x	1	1 0	0	1
1 1	x	0	1 1	x	0

Abbildung: Übergangstabellen der RS- und JK-FFs

Ausführlich geschrieben ergibt sich daraus die Form, welche die untere Abbildung aufweist. In dieser Tabelle werden die "don′t care"-Positionen des JK-Flipflops vollständig wiedergegeben (als "0" und "1"), da sie als "Koordinaten" der KV-Diagramme benötigt werden. Die "don′t care"-Positionen des RS-Flipflops bleiben erhalten und helfen bei der anschließenden Minimierung.

Q Q+	J	K	S	R
0 0	0	0	0	x
0 0	0	1	0	x
0 1	1	0	1	0
0 1	1	1	1	0
1 0	0	1	0	1
1 0	1	1	0	1
1 1	0	0	x	0
1 1	1	0	x	0

Abbildung: Gegenüberstellung der ausführlichen Übergangstabellen für JK- und RS-Flipflop.

KV- Diagramm:

Abbildung: KV-Diagramm zur Bestimmung des JK/RS-Netzwerks

Aus dem KV-Diagramm ergeben sich für S und R die gesuchten funktionalen Abhängigkeiten von J, K und Q:

(4.7)

und

(4.8)

Damit ergibt sich schließlich die unten gezeigte Gesamtschaltung.

Abbildung: Als JK-Flipflop beschaltetes RS-Flipflop

1.16. Grundsätzliche Anwendungen bistabiler Kippschaltungen

Solche Kippschaltungen werden oft in Zählern verwendet. Aber auch in Schieberegistern finden sie ihren Einsatz.
Di elementaren Anwendungsgebiete der bistabilen Kippschaltung sind die Frequenzteilung und die Speicherung von Binärwerten.

Frequenzteilung

Die einfachste Form der dafür geeigneten Kippschaltung ist der Binärteiler, Schaltung für ein T- Kippglied.

Speicherung von Binärwerten

Für einfache Speicheraufgaben werden vorwiegend D- Kippschaltungen eingesetzt.

In komplexeren Schaltungen, wie in Zählern und Schieberegistern, finden meist RS- oder JK- Kippschaltungen wegen ihrer universelleren Steuerung Anwendung.

2. Monostabile Kippschaltungen

2.1. Aufbau und Wirkungsweise der Grundschaltung

Durch Zusammenschaltung einer statisch und einer dynamisch gesteuerten Schaltstufe erhält man eine monostabile Kippschaltung. Welche, wie bereits bekannt, eine stabile Ruhelage und nach einem von außen eingeleiteten Kippvorgang eine zeitlich begrenzte unstabile Arbeitslage einnehmen kann.

Die dynamisch angesteuerte Schaltstufe ist in der Ruhelage immer leitend. Sie bestimmt also die Leitzustände beider Transistoren. Genauer zu sehen ist das in der unteren Schaltungsabbildung bei V1.

Wirkungsweise Ruhelage

Der leitende Transistor V1 hält V2 gesperrt. Der Grund liegt in seinem Kollektorpotential von 0V, vergleichbar mit Low. Dessen Ausgangspotential von +Us = High dagegen, welches am Eingang der dynamisch angesteuerten Schaltstufe liegt, kann nicht wirksam werden. Es wird von dem Koppelkondensator C1 gesperrt. Die beschriebene Lage ist also stabil. Da ja der Transistor V1 durch den Basisvorwiderstand R2 im leitenden Zustand gehalten wird.

Die Ruhelage wird daher bei der monostabilen Kippstufe stabiler Zustand genannt.

Wirkungsweise Arbeitslage

Ein positiver Potentialsprung von Low auf High am Eingang I und damit ein positiver Nadelimpuls an der Basis von V2 steuert diesen Transistor durch. Der Pegel am Ausgang Q2, das Kollektorpotential von V2, wechselt von einem High auf Low runter, dadurch kommt es zur Sperrung von Transistor V1. Ein High- Potential liegt auch an Q1.
Die durch den Nadelimpuls leitend gewordene Schaltstufe V2 wird durch H an Q1 im leitenden Zustand gehalten, solange halt V1 gesperrt bleibt. Die monostabile Kippschaltung befindet sich nun in der sogenannten unstabilen Lage. Der Sperrzeit tm des Transistors V1 und damit auch die Dauer der unstabilen Lage entspricht der Umladungsdauer des Kondensators C1.
Seine Umladung erfolgt über den Widerstand R2.
Sie errechnet sich aus:
Bei C1 wird die Kapazität C_K und für R2 sein Wert R_B eingesetzt.

t_m = 0,7 * R_B * C_K

Nachdem die Umladung abgeschlossen ist. So wird der Transistor V1 wieder leitend und sperrt mit U_Q1 = 0V den Transistor V2.
Die Arbeitslage von der monostabilen Kippschaltung erhält auch die Bezeichnung metastabiler Zustand.

Abbildung: Monostabile Kippschaltung zur Steuerung mit positiven Pegelsprüngen

2.2. Ansteuerungsmöglichkeiten

Der in der vorhergehenden Schaltung dargestellte Eingang I dient zur Auslösung eines Kippvorgangs mit positiven Pegelsprüngen und besitzt folgenden Nachteil. Für die richtige Arbeitsweise der Schaltung ist Voraussetzung, dass während des metastabilen Zustands, V1 gesperrt, V2 leitend, kein negativer Pegelsprung am Eingang I wirksam werden darf. Da sonst V2 sofort gesperrt und somit der metastabile Zustand zwangsweise vor Beendigung der Umladung abgebrochen wird.

Impulsdiagramm

Im Impulsdiagramm ist die Abhängigkeit der Ausgangsspannung U_Q1 von der Eingangsspannung U1 dargestellt. Der erste Eingangsimpuls gewährleistet die gewünschte Funktion der monostabilen Kippschaltung, da seine Impulsbreite größer ist, als die Dauer tm des metastabilen Zustands.

Der Pegelsprung L · H zum Zeitpunkt t₁ verursacht ein nadelimpulsförmiges Ansteigen der Basis- Emitter- Spannung U_BE2, Transistor V2 wird dementsprechend leitend. Nach Ablauf der Zeit t₁, sperrt V2 ohne äußere Einwirkung. Der beim negativen Pegelsprung H · L entstehende negative Nadelimpuls der Spannung UBE2 hat keine Wirkung, da V2 bereits gesperrt ist.

Beim zweiten dargestellten Eingangsimpuls dagegen erfolgt der negative Pegelsprung im Zeitpunkt t₄ zu früh. Deshalb erreicht die Impulsdauer am Ausgang Q1 nicht den Wert tm.

Zum Zeitpunkt t₄ ist der Transistor V2 immer noch leitend. Der durch den pegelsprung entstehende negative Nadelimpuls der Basis- Emitter- Spannung U_BE2 bewirkt eine vorzeitige Sperrung des Transistors.

Abbildung: Impulsdiagramm für Monostabile Kippstufe zur Steuerung mit positiven Pegelsprüngen

Schaltung und Wirkungsweise mit negativen Pegelsprüngen

Eine monostabile Kippschaltung, die mit negativen Potentialsprüngen gesteuert wird, erhält man. Wenn man den Eingang I von der Basis von V2 an die Basis von V1 verlagert.

Abbildung: Monostabile Kippschaltung zur Steuerung mit negativen Pegelsprüngen

Neben der Änderung der Eingangsschaltung ist die Kippschaltung durch die Diode V3 in der Basiszuleitung von V1 ergänzt. Diese hat auf den im stabilen Zustand der Schaltung fließenden Basisstrom keinen Einfluss. Da sie für diesen in Flussrichtung eingebettet liegt. Sie verhindert jedoch, dass während der Sperrphase von V1 an der Basis- Emitter- Strecke zu hohe negative Spannungen auftreten. Die Schaltung zeigt die gleichen Nachteile auf, wie die zu anfangs dargestellte Schaltung. Hier stören positive Pegelsprünge am Eingang während des metastabilen Zustandes den richtigen Ablauf. Ein positiver Impuls würde den noch gesperrten Transistor V1 vor Ablauf der Umladung durchsteuern und so den metastabilen Zustand vorzeitig beenden.

2.2.1. Monostabile Kippschaltung ohne Nachtriggerung

Eine Eingangsschaltung, die den Einfluss von Impulsen während des metastabilen Zustands ausschließt. Erhält man, wenn neben dem Eingangskondensator C2 eine weitere Diode V4 einbaut. Sie hat die Aufgabe, während der Sperrzeit von V1 die Impulse zu blockieren. Ein weitere Einbau mit einem Widerstand R6 ist nötig, dieser ist nötig für die Differentiation der Eingangsspannung.

Schaltung

Abbildung: Monostabile Kippschaltung ohne Nachtriggerung

Diese Eingangsschaltung entspricht den dynamischen Eingängen bei bistabilen Kippschaltungen. Alle am Eingang I anstehenden Pegelsprünge werden durch C2 zu positiven und negativen Nadelimpulsen differenziert und dem über R6 am Kollektor von V1 abgegriffenen Pegel überlagert. Die zur Ansteuerung von Transistor V1 erforderlichen negativen Impulsen entstehen nur dann, wenn an I ein Pegelsprung H · L ansteht und der am Kollektor abgegriffene Pegel L ist, also wenn Transistor V1 leitend ist. Die Diagramme zeigen die betreffende Spannungen in der vorhergehenden Schaltung.
Während der Sperrzeit von V1, in der Zeit des metastabilen Zustands, bleibt jede Ansteuerung der monostabilen Kippschaltung über I erfolglos. Die Kippschaltung ist nicht nachtriggerbar. Die negative Flanke der Eingangsspannung UI zum Zeitpunkt t₂ hat keinen Einfluss auf die Schaltung. Da sich der negative Nadelimpuls der an Q1 abgegriffenen positiven Spannung überlagert und deshalb auch nicht zur Wirkung kommt.

Diagramme

Abbildung: Spannungen an der monostabilen Kippschaltung ohne Nachtriggerung

2.2.2. Monostabile Kippschaltung mit Nachtriggerung

Wird die Schaltung so verändert, dass die negativen Taktflanken auch während der metastabilen Phase negative Nadelimpulse erzeugen können, dann ist die Schaltung nachtriggerbar. Das bedeutet, jede negative Flanke (Triggerimpuls) verlängert den metastabilen Zustand um die Dauer tm. Im einfachsten Fall erhält man eine nachtriggerbare monostabile Kippschaltung. Indem man den Widerstand R6, gegen den differenziert wird, an Masse statt an den Kollektor des V1 legt. Die aus den abfallenden Flanken der Eingangsspannung U_I abgeleiteten Nadelimpulse (U_Id) sind dadurch unabhängig vom Schaltungszustand gegen Masse negativ.

Schaltung

Abbildung: Nachtriggerbare monostabile Kippschaltung

Sobald die Schaltung in den metastabilen Zustand gekippt wird, so ist das Potential am linken Belag des C1 im ersten Moment - Us und steigt durch die über R2 fortschreitende Umladung nach positiven Werten hin. Kommt während diesen Ablaufs ein weitere negativer Nadelimpuls (Nachtriggerimpuls) hinzu, t₂, so zieht dieser über V3 und V4 das Potential am Kondensator C1 wieder auf den negativen Anfangswert -Us. So dass die Zeit tm erneut beginnen muss. Voraussetzung hierfür ist, das tm durch das Nachtriggern wieder voll erreicht wird (C2 >> C1).

Diagramme

Fortsetzung der Diagramme

Abbildung: Spannungen an der nachtriggerbaren monostabilen Kippschaltung

2.3. Monostabile Kippglieder und ihre Symbole

So wie für bistabile Kippglieder gibt es auch für monostabile Kippglieder ein Symbol, das als Funktionssymbol die Schaltfunktion des monostabilen Kippgliedes darstellt.

Für das untere Symbol gilt folgende Schaltfunktion: Der Ausgang nimmt den wert 1 an, wenn der Eingang eine 1 erhält. Die Ausgangsvariable behält den Wert für eine bestimmte, von der Dimensionierung der Schaltung abhängige, aber von der Dauer des Wertes 1 am Eingang unabhängige Zeit.

Abbildung: Funktionssymbol einfaches monostabiles Kippglied

Die in den Abbildungen von den monostabilen Kippschaltungen haben zwei Ausgänge. Von denen einer das negierte Signal des anderen liefert. Dies kann im Symbol durch die Darstellung eines zweiten negierten Ausgangs angegeben werden.

Ist für die Funktionsdarstellung die Dauer des metastabilen Zustands von Bedeutung, so wird sie in das Symbol mit eingetragen. Im übrigen gilt für die Eingänge die gleiche Symbolik, die auch bei bistabilen Kippgliedern angewendet wird.
Das Funktionssymbol darf auch als Schaltzeichen für eine monostabile Kippschaltung verwendet werden. Für die monostabile Kippschaltung gilt zum Beispiel bei positiver Zuordnung (L = 0 und H = 1) als Schaltzeichen das Symbol nach der oberen Abbildung, dem Kippglied mit flankengesteuerten Eingang. Die Nachtriggerbarkeit wird im Symbol selbst nicht dargestellt. Deshalb ist für beide das gleiche Symbol zutreffend. Der Schaltungsausgang Q1 entspricht dabei dem nicht negierten Ausgang und der Schaltungsausgang Q2 dem negierten Ausgang. Der Schaltungseingang wird bei einer Flanke von H auf L wirksam und ist deshalb im Symbol für die angenommene positive Zuordnung als dynamischer Eingang für den Übergang 1 auf 0 dargestellt.

Abbildung: Monostabiles Kippglied mit flankengesteuertem Eingang

Das Funktionssymbol eines monostabilen Kippgliedes findet man häufig mit dem Symbol für ein Zeitverzögerungsglied in sich zusammen vereinigt.

Abbildung: Monostabiles Kippglied mit eingangsseitiger Zeitverzögerung

Diagramme

Abbildung: Impulsdiagramm für das monostabile Kippglied mit eingangsseitiger Zeitverzögerung

Zur Erklärung: Nimmt die Variable am Eingang den Wert 1 an, so kippt das monostabile Kippglied erst nach der Verzögerungszeit von 1,2 s in den metastabilen Zustand und behält diesen für die Dauer von 2 s bei.
So eine Funktion stellt das oben dargestellte Impulsdiagramm dar.

2.4. Logische Verknüpfungsschaltungen

Monostabile Kippschaltungen setzen sich aus zwei Schaltstufen zusammen, deshalb können sie aus zwei Verknüpfungsschaltungen gebildet werden. Lediglich die dynamische Steuerung der einen Schaltstufe ist durch zusätzliche externe Bauelemente (R1, C1) zu realisieren.

H- NAND- Schaltungen:

Abbildung: Prinzip der monostabilen Kippschaltung

H- NOR- Schaltungen

Abbildung: Prinzip der monostabilen Kippschaltung

Die in den beiden Prinzipschaltungen angegebenen Signalpegel gelten jeweils für den Ruhezustand der betreffenden Kippschaltung. In der oberen Schaltung zum Beispiel wird durch kurzzeitiges Anlegen von L- Pegel an den Eingang I H- Pegel am Ausgang Q für eine von der Dimensionierung von R1 und C1 abhängige Dauer tm und damit der metastabile Zustand erzeugt. C1 war im Ruhezustand entladen (L- Pegel an beiden Belägen) und wird nun über R1 aufgeladen. Der von Q über R1 und C1 nach Masse fließende Ladestrom erzeugt an R1 einen Spannungsabfall. Wodurch das Eingangspotential der NAND- Schaltung D1 positiv (H) wird und damit deren Ausgang L- Pegel annimmt. Mit diesem hält man Q auf High, auch wenn dabei Low an I wieder wegfällt. Sobald der Ladestrom soweit abgesunken ist, dass der Spannungsabfall an R1 kleiner als der Mindestwert für High- Pegel wird und den oberen Grenzwert U_ILA des L- Bereichs erreicht, ist der metastabile Zustand beendet.
Die Schaltung kippt ohne äußeres Zutun in den stabilen Zustand zurück. Für die Dauer von tm gilt:

tm ~ R1 * C1

Für das beschriebene Verhalten darf das steuernde Signal (L an I) nicht länger als tm anliegen. Das sonst Q = High durch I = Low über die Dauer tm hinaus gehalten wird. Zur Vermeidung dieses Nachteils ist in der unteren Schaltung der Eingang I um eine Differenzierschaltung (C2, R2) erweitert. Dadurch wird erreicht, dass der Pegelsprung von High auf Low den sogenannten Kippvorgang einleitet. Aber der anschließend anstehende L- Pegel hat keinen Einfluss mehr auf die Schaltung selbst.

Abbildung: nicht nachtriggerbare monostabile Kippschaltung für negative Flankensteuerung aus H- NAND- Schaltungen

Zur Erhaltung des Ruhezustandes wird mit R2 der erforderliche H- Pegel an den Eingang gelegt. Ihm überlagern sich die aus der Differentiation ergebenden positiven und negativen Nadelimpulse, von denen jedoch allein die negativen wirksam werden. Indem sie den Eingang kurzzeitig auf Low bringen. Die monostabile Kippschaltung ist also negativ flankengetriggert. Ist der metastabile Zustand durch eine entsprechende Ansteuerung erst einmal eingeleitet und damit Q zu High geworden. Dann wird Q = H durch Q* = L für die gesamte Dauer tm gehalten. Weitere Ansteuerungsversuche haben während dieser Zeit keinen Einfluss auf die Ladung von C1, die Kippschaltung ist infolgedessen nicht nachtriggerbar.

Monostabile benötigen, nach dem oberen Schaltungsprinzip, und nach dem Ablauf des metastabilen Zustandes, eine Erholzeit t_{E .} Da zu Beginn des sich anschließenden Ruhezustandes zuerst der Kondensator C1 der zeitbestimmenden RC- Schaltung in diesem Fall entladen werden muss. Eine Ansteuerung vor dem Erreichen der Anfangswerte würde zwar auch zu einem Kippvorgang führen. Jedoch hält dann der dadurch erzielte metastabile Zustand nicht mehr die vorgegebene Zeit tm ein.
Meistens wird für monostabile Kippschaltungen ohne Nachtriggerung ein maximal zulässiges Impuls- Pausen- Verhältnis der Ausgangsspannung angegeben. Mit diesem wird die Einhaltung der Erholzeit auch sichergestellt.

Nimmt man zum Beispiel für die vorhergehende Schaltung an, dass die Zeitkostanten für die Ladung und Entladung von C1 gleich groß sind. Dann gilt folgendes:

t_m ~ t_E

Die Zeiten t^m und t_E bestimmen wie folgt das Ausgangssignal Q:
tm = ti (Impulsdauer)
t_E = t_pmin (Mindestwert der Impulspause tp)

Somit lässt sich als Forderung für die richtige Funktionsweise der Schaltung festlegen:

ti _{= 1}
tp

Zur Realisierung von monostabilen Kippschaltungen mit integrierten Verknüpfungsschaltungen, nach den vorhergehenden Mustern, sind die Eigenschaften der betreffenden Schaltkreisfamilie zu berücksichtigen.

Berechnungsbeispiel

Als Beispiel wird die letzte Abbildung mit TTL- NAND- Schaltungen näher betrachtet. Von Bedeutung sind folgende Daten:

Us = 5V (Speisespannung)
U_QH = 3,3V (Ausgangsspannung des H- Zustandes)
U_ILA = 0,8V (obere Grenze des Eingangs- L- Bereiches)
U_IHB = 2,0V (untere Grenze des Eingangs- H- Bereiches)
I_IL = 1,6 mA (maximaler Eingangsstrom bei L- Pegel)
I_IH = 40
m
A (maximaler Eingangsstrom bei H- Pegel)
Folgende Grundsätze müssen bei der Dimensionierung beachtet werden:

· R1 legt im Ruhezustand der Kippschaltung L- Pegel an den Eingang der NAND- Schaltung D1. Dabei
fließt über R1 der Eingangsstrom I_IL. Der hierbei entstehende Spannungsabfall darf den Wert U_ILA nicht
überschreiten.

R1 = U_ILA 0,8V

I_IL ⁼ 1,6 mA = 0,5 k
W

· C1 legt zusammen mit R1 die Ladezeitkonstante
t
₁ und damit die Dauer tm fest.

    

t
_{1 = R1 *} C1

Der Anfangsladestrom i_Lmax ergibt sich aus der Ausgangsspannung U_QH unter Vernachlässigung des
Ausgangswiderstandes der NAND- Schaltung D2.

i_Lmax ~ U_QH

R1

Die Ladung wird nach Erreichen von tm abgebrochen. Der Endladestrom i_Lmin ist derjenige Strom, bei
Dem gerade der Spannungsabfall an R1 den Wert U_ILA erreicht.

i_Lmin = U_ILA

R1

Das Verhältnis des End- zum Anfangsladestrom beträgt somit:

i_Lmin U_ILA 0,8V
i_Lmax ⁼ U_QH ⁼ 3,3V ⁼ 0,24

Laut e- Funktion fällt der Ladestrom auf 24% ab nach

tm ~ 1,4 * 
    

t
_{1 = 1,4 * R1 * C1}

C1 ~tm

1,4 * R1

· R2 legt im Ruhezustand der Kippschaltung H- Pegel an den Eingang der NAND- Schaltung D2. Über R2
fließt der Eingangsstrom I_IH. Der dabei entstehende Spannungsabfall darf die Eingangsspannung jedoch
nur bis auf den unteren Grenzwert U_IHB des H- Bereiches reduzieren.

R2 = Us - U_IHB 5V - 2,0V

I_IH ⁼ 40
m
A ⁼ 75 k
W

· C2 bildet zusammen mit R2 die eingangsseitige Differenzierschaltung für das Steuersignal. Im Interesse einer
sicheren Steuerung sollen die erzeugten Nadelimpulse kurz gegenüber tm sein. Deshalb ist die Zeitkonstante

t
₂ aus R2 und C2 klein gegenüber tm zu wählen.

t
_{2 = R2 * C2 = 0,1 * tm}

C2 = 0,1 * tm

R2

Nach den gleichen Grundsätzen werden monostabile Kippschaltungen mit NAND- oder NOR- Schaltungen aus anderen Schaltkreisfamilien dimensioniert.

2.5. Grundsätzliche Anwendungen monostabiler Kippschaltungen

Monostabile Kippschaltungen nehmen nach einem kurzen Eingangsimpuls einen metastabilen Zustand an und verharren in diesem für eine definierte, von der Schaltungsdimensionierung abhängige Zeit tm = f (R, C). Aufgrund dieser Tatsache lassen sie sich als auslösbare Zeitgeber verwenden. Daneben werden sie auch als Elemente in Frequenzteilern und als Impulsregenerationsschaltungen eingesetzt.
In der Impulstechnik ist oft von großer Wichtigkeit, dass Impulse in Bezug auf ihre Dauer, der Impulslänge, genau bemessen sein müssen. Bei Impulsübertragungen treten jedoch besonders bei langen Übertragungsleistungen sogenannte Verzerrungen auf. Zur Regeneration gleichförmiger Impulse leistet eine monostabile Kippschaltung gute Dienste. Legt man zum Beispiel die verzerrten Impulse an den dynamischen Eingang I der monostabilen Kippschaltung so verursacht jeder Potentialanstieg einen Kippvorgang in den metastabilen Zustand. Aus diesem Zustand kippt die Schaltung ohne äußeren Einfluss zurück in den stabilen. Die regenerierten Impulse können an einem der beiden Ausgänge abgegriffen werden. Dabei muss aber die schaltungsabhängige Zeit tm des metastabilen Zustands der originalen Impulslänge ti entsprechen.

Zeitdiagramme


Abbildung: Impulsregeneration mit einer monostabilen Kippschaltung

Beispiel

Die durch eine Übertragungsleitung verzerrten Impulse sollen auf eine Impulslänge von 40 ms regeneriert werden. Die Dauer des metastabilen Zustands tm der zur Regeneration eingesetzten monostabilen Kippschaltung hat deshalb ebenfalls 40 ms zu betragen. Tm ergibt sich aus der Kapazität C1 und dem Widerstandswert R1 der externen RC- Beschaltung nach der folgenden Formel:

tm = 2,48 * R1 * C1

Der Widerstand R1 der Beschaltung sei hier mit R1 = 33 k
W
fest vorgegeben. Die Zeitbedingung ist also über die Kapazität C1 zu erfüllen. Der erforderliche Kondensator errechnet sich aus der nach C1 umgestellten Formel:

C1 = tm
2,48 * R1

C1 = 40 * 10^-3 s ~ 0,47 * 10^-6 F
2,48 * 33 * 10³ _

C1 = 0,47
m
F

3. Astabile Kippschaltungen

3.1. Aufbau und Wirkungsweise der Grundschaltung

Die astabile Kippschaltung setzt sich aus zwei dynamischen angesteuerten Schaltstufen zusammen. Wie bei den bistabilen Kippschaltungen werden auch hier der Ausgang der Schaltstufe 1 mit dem Eingang der Schaltstufe 2 und der Ausgang der Schaltstufe 2 mit dem Eingang der Schaltstufe 1 verbunden. Astabile Kippschaltungen kennen keine stabilen Zustände. Das heißt die Leitzustände der einzelnen Transistorschaltstufen wechseln ständig nach einem von der Dimensionierung der Schaltung abhängigen Rhythmus. Sie benötigen auch keine Eingänge, über die Kippvorgänge eingeleitet werden.

Abbildung: Astabile Kippschaltung

Für die Beschreibung der astabilen Kippschaltung nach der oben dargestellten Abbildung wird von einem Zeitpunkt ausgegangen. Bei dem gerade Transistor V1 leitend und damit der Transistor V2 gesperrt ist. Am Eingang der Schaltstufe 2 muss also unmittelbar vorher ein Potentialsprung + Us auf 0V wirksam geworden sein. Der Transistor bleibt für die Zeit von t₂ gesperrt.

t₂ = 0,7 * R_B2 * C_K2

Danach wird ohne äußeren Einfluss leitend. Dabei entsteht wieder ein Potentialsprung von + Us auf 0V an dem Ausgang Q2. Durch diesen Sprung wird der Transistor V1 gesperrt, er kommt außerdem gleichzeitig am Eingang der Schaltstufe zur Wirkung. Dies ist der sogenannte Kippvorgang. Die Sperrdauer t₁, vom Transistor V1, ergibt sich aus der folgenden Formel:

t1 = 0,7 * R_B1 * C_K1

Nach der Zeit t₁ folgt ein weiterer Kippvorgang, der die Schaltung in die anfangs angenommene Lage versetzt. Da die Schaltung symmetrisch ist, gilt für diesen Rückkippvorgang der gleiche Ablauf. Von hier aus wiederholen sich alle beschriebenen Vorgänge.

3.2. Ausgangsspannungen

Durch die sich ständig wiederholenden Kipp- und Rückkippvorgänge erzeugen astabile Kippschaltungen Rechteckspannungen. Welche an den beiden Ausgängen Q1 und Q2 abgegriffen werden können. In den beiden Diagrammen sind beide Spannungen U_Q1 und U_Q2 zeitgerecht übereinander dargestellt für die Annahme, dass t₁ gleich t₂ ist.

Abbildung: Ausgangsspannungen einer astabilen Kippschaltung

Eine volle Rechteckschwingung setzt sich aus den Sperrzeiten t₁ und t₂ beider Transistoren zusammen. Die Periodendauer T beträgt daher:

T = t₁ + t₂

Sind beide Schaltstufen gleich dimensioniert. Dementsprechend sind R_B1 = R_B2 = R_B und C_K1 = C_K2 = C_K und deshalb sind t₁ gleich t₂ gleich t. Daher ergibt sich daraus die Periodendauer T.

T = 2 * t
t = 0,7 * R_B * C_K
T = 2 * 0,7 * R_B * C_K
T = 1,4 * R_B * C_K

Die Rechteckfrequenz f wird aus der Periodendauer T nach der Formel errechnet:

f = 1
T

f = 1
1,4 * R_B * C_K

Sozusagen erkennt man, das Astabile Kippschaltungen Generatoren für Rechteckspannungen darstellen.

Bei unsymmetrischer Dimensionierung der beiden Schaltstufen können sich unterschiedliche Sperrzeiten t₁ und t₂ ergeben.
Zur Berechnung der Periodendauer T gilt dann:

T = t1 + t2
T = 0,7 (R_B1 * C_K1 + R_B2 * C_K2)

Die Frequenz beträgt:

f = 1
0,7 (R_B1 * C_K1 + R_B2 * C_K2)

Wie sich bei einer späteren Betrachtung zeigt, ist eine unsymmetrische Dimensionierung bei astabilen Kippschaltungen bis zu einem Verhältnis t₁ : t₂ bzw. 0,2 praktische realisierbar. Bei größeren Verhältnissen reicht meistens die kürzere der beiden Sperrzeiten nicht aus, um den Kondensator der anderen Schaltstufe umzuladen.

Für eine genauere Betrachtung dient die untere Schaltung. Um die Umladevorgänge der Kondensatoren näher zu bringen, wird der Transistor V1 als gesperrt betrachtet. Diesem Moment ist also ein Potentialsprung + Us auf 0V am Eingang der Schaltstufe 1 (Kollektor von V2) und damit eine negative Potentialverschiebung an C1 vorausgegangen. Es liegt ein - Us an der Basis von V1.

Abbildung: Umladung von C1 während der Sperrphase von V1

Transistor V1 bleibt während der Umladung von C1 so lange gesperrt, bis das Potential der basisseitigen Kondensatorplatte wieder positive Werte annimmt. Der Umladestromkreis ist: + Us
à
R2
à
C1
à
leitender Transistor V2
à
0V. Da in diesem Stromkreis R2 hochohmig ist, so ergibt sich eine große Zeitkonstante
t
und damit eine verhältnismäßig langsame Umladung. Nach abgeschlossener Umladung wird Transistor V1 wieder leitend. Daraufhin kommt es zur Sperrung von dem V2. Das Kollektorpotential bei V2 ändert sich von 0V auf + Us und verursacht damit eine positive Potentialverschiebung an dem C1. Die basisseitige Kondensatorplatte nimmt also positives Potential von + Us an.

Abbildung: Umladung von C1 während der Leitphase von V1

Für C1 entsteht ein Umladestrom -i_C2 in umgekehrter Richtung: +Us · R3 · C1 · leitende Basis- Emitter- Strecke V1 · 0V. Diese Umladung nimmt nur eine kurze Zeit in Anspruch, da R3 bedeutend niederohmiger ist als R2 bei der vorher beschriebenen umgekehrten Umladung. Der schnell abnehmende Umladestrom verursacht in R3 einen Spannungsabfall. Um den die Ausgangsspannung U_Q2 in der Sperrphase von V2 kleiner als + Us ist. Die Sperrphase von V2 bedeutet, dass V1 leitend sich darstellt. Die von 0 auf + Us ansteigende Flanke der Ausgangsspannung U_Q2 ist also nicht rechteckförmig, sondern steigt nach einer e- Funktion mit kleiner Zeitkonstante an. Die Abweichung von der Rechteckform ist um so kleiner, je niederohmiger R3 ist. Für die Ausgangsspannung U_Q1 gilt auch das gleiche. Da hier der Umladestrom von C2 an R1 einen sogenannten Spannungsabfall verursacht.

Abbildung: Tatsächliche Ausgangsspannung einer astabilen Kippschaltung

3.3. Sperreingang

Sollen die sich ständig ablösenden Kippvorgänge und damit die an den Ausgängen stehenden Rechteckspannungen zeitweise aussetzen. So ist die Schaltung um einen Sperreingang zu erweitern.
Die abgebildete Schaltung besitzt einen Sperreingang Isp und ist auch noch zusätzlich mit 2 Dioden versehen, V3 und V4. Diese haben die Aufgabe, die Basis- Emitter- Dioden beider Transistoren vor zu hohen negativen Spannungen zu schützen. Solche Aufgaben sind auch bei der monostabilen Kippstufe bekannt.
Ein Pegel L (0V) am Sperreingang verhindert, dass die Basis des Transistors V1 positiv wird. Damit wird ein Leitend werden von V1 untersagt. Eine Schwingung setzt aus. Dabei ist V1 gesperrt und dauernd leitend wirkt der Transistor V2. Sobald der Pegel an Isp von Low auf ein High angehoben wird, so setzt die erste Schwingung mit der vollen Impulsdauer ein. Die Schaltung schwingt nun, solange High an dem Sperreingang Isp herrscht. Die Schwingung reißt erst mit dem Moment wieder ab, wo ein Low an Isp kommt. Dabei kann es vorkommen, dass der letzte Impuls nicht mehr über die volle Dauer abgegeben wird. Die Abhängigkeit der Ausgangsspannungen UQ1 und UQ2 vom Pegel Usp am Sperreingang verdeutlich die Diagramme unter der Schaltung.

Abbildung: Astabile Kippschaltung mit Sperreingang

Abbildung: Abhängigkeit der Ausgangsspannungen vom Sperreingang bei einer astabilen Kippschaltung

3.4. Astabile Kippglieder und ihre Symbole

Für ein astabiles Kippglied gilt folgendes Funktionssymbol:

Das Symbol darf sowohl als Funktionssymbol für ein astabiles Kippglied wie auch als Schaltzeichen für eine astabile Kippschaltung verwendet werden.
Als Bespiel für die astabile Grundschaltung gilt das Symbol als Schaltzeichen. Der im Symbol dargestellte Ausgang ist einer der beiden Schaltungsausgänge Q1 oder Q2. Das Ausgangssignal entspricht einer Rechteckspannung, deren Scheitelwerte den Pegeln Low und High entsprechen.

An das Symbol können auch Eingänge herangeführt werden. Hierbei ist jedoch dann zu kennzeichnen, wenn der Eingang ein synchrones Anlaufen oder Anhalten bewirkt.

Synchroner Anlauf

Wenn die Variable am Sperreingang den Wert 1 erhält, beginnt die Impulsfolge mit einem vollen Impuls. Im Funktionssymbol wird dafür ,,!" vor das G gesetzt.

Synchrones Anhalten

Nimmt die Variable am Sperreingang den wert 0 an, so wird die Impulsfolge am Ausgang angehalten. Nachdem der letzte Impuls seine volle Dauer erreicht hat. Als Kennzeichen dient das ,,!" nach dem G.

Synchroner Anlauf und Synchrones Anhalten

Beide Variablen sind in einem Symbol, in einem Glied zusammen vereinigt.

Impulsdiagramm

Diagramm zur Veranschaulichung für ein synchron anlaufendes und anhaltendes astabiles Kippglied.

3.5. Logische Verknüpfungsschaltungen

Astabile Kippschaltungen setzen sich aus zwei dynamisch gesteuerten Schaltstufen zusammen. Bei der Verwendung integrierter Verknüpfungsschaltungen oder Inverter anstelle der Schalttransistoren sind deren dynamische Eingänge durch zusätzliche RC- Schaltungen nachzubilden. In der unteren Abbildung ist aus zwei Invertern die der Grundschaltung entsprechende astabile Kippstufe dargestellt.

Abbildung: Astabile Kippschaltung aus zwei Invertern und zwei RC- Schaltungen

In gleicher Weise können NAND- oder NOR- Schaltungen benutzt werden. Jedoch sind deren Eingänge parallel zu schalten. Jede der beiden Schaltstufen D1 und D2 arbeitet wie die Schaltstufe D1 in der monostabilen Kippschaltung. Ein Signalwechsel von L- auf H- Pegel am Kondensator- Eingang verursacht für die Dauer tm einen L- Impuls am Ausgang der gleichen Schaltstufe. Die positive Flanke (L · H) am Ende dieses Impulses steuert die zweite Schaltstufe in den metastabilen Zustand. Dagegen steuert diese wiederum nach Ablauf deren Zeit tm in die erste. Beide Stufen steuern sich dementsprechend gegenseitig. So dass immer eine den metastabilen Zustand einnimmt. Am Ausgang Q1 entsteht eine Rechteckspannung, deren Frequenz von R1, C1^, R2, C2 und den elektrischen Werten der Verknüpfungsschaltungen abhängig ist.

f ~ 1
R1 * C1 + R2 * C2

Eine andere Grundschaltung benötigt ebenfalls zwei Schaltstufen, aber dagegen nur eine RC- Schaltung.

Abbildung: Astabile Kippschaltung aus zwei Invertern und einer RC- Schaltung

Zur Betrachtung der Wirkungsweise dieser Schaltung wird angenommen, dass sich im Einschaltmoment am Ausgang Q1 der Schaltstufe D1 ein H- Pegel einstellt. Da C1 zu diesem Zeitpunkt noch entladen ist, so liegt auch High- Pegel am Eingang I2 der Schaltstufe D2 und damit ein Low- Pegel am Ausgang Q2.
Von Q1 setzt eine Ladestrom über C1 und R1 nach Q2 ein. Dabei steigt die Spannung am Kondensator, sowie um den gleichen Betrag sinkt das Eingangspotential an I2. Erreicht es die obere Schwelle U_ILA des L- Bereiches, so nimmt Q2 High- und Q2 Low- Pegel an. Sozusagen ist die Schaltung umgekippt.
Den Pegelsprung H · L überträgt C1 auf I2, das Eingangspotential an I2 wird negativer. Nun setzt sich ein Umladestrom von Q2 über R1 und C1 nach Q1 fort. Dabei wird das Eingangspotential an I2 wieder positiv. Kommt es zum Erreichen der unteren Schwelle U_IHB des High- Bereiches. So wird Q2 Low und Q1 High, die Schaltung ist wieder zurückgekippt. Mit dem positiven Pegelsprung an Q1 steigt im ersten Moment auch das Potential an I2. Hier beginnt nun wieder die anfangs beschriebene Ladung. Die Vorgänge wiederholen sich nun. Dadurch kommt es zum Entstehen einer Rechteckspannung am Q1. deren Frequenz von R1, C1 und den elektrischen Werten der Verknüpfungsschaltungen abhängig ist.

f ~ 1
R1 * C1

Während bei der logischen Grundschaltung mit zwei RC- Schaltungen das Impuls- Pause- Verhältnis ti/tp durch die Wahl entsprechender Zeitkonstanten
t
₁ = R1 * C1 und
t
₂ = R2 * C2 innerhalb gewisser Grenzen beliebig eingestellt werden kann.

t
₁ bestimmt tp und
t
₂ bestimmt dabei ti. Ti/tp ist dagegen bei der Schaltung mit nur einer RC- Schaltung fest und ist meist ungleich 1.

R1,2 = UILA
I_IL

Daraus ergibt sich zum Beispiel für TTL ein Maximalwert von 500
W
, währenddessen CMOS aufgrund der hochohmigen Eingänge (I_IL = 0) keine Begrenzung erfordert. Astabile Kippschaltungen nach den beiden Mustern werden daher vorwiegend mit CMOS- Schaltungen realisiert. Da bei diesen außerdem die Grenzen des L- und H- Bereiches sehr dicht beieinander liegen, bei ca. 50% der Speisespannung. Ergibt sich für die Schaltung mit nur einer RC- Schaltung mit CMOS- Schaltkreisen ein Tastverhältnis ti/tp von etwa 1.

Die nächste Darstellung zeigt eine astabile mit solchen CMOS- H- NAND- Schaltungen vom Typ 4011 mit einem Sperreingang.

Abbildung: Astabile Kippschaltung aus H- NAND- Schaltungen mit Sperreingang

Wird zum Zeitpunkt eines Ausgangsimpulses L- Pegel an den Sperreingang gelegt, das Sperrsignal. So geht der Ausgang Q2 sofort auf H- Pegel und mit ihm der Ausgang Q1 auf den Low- Pegel über. Dieser Zustand wird gehalten, solange das Sperrsignal anliegt. Mit dem Anlegen des high- Signals beginnt die Kippschaltung sofort mit einer vollen Schwingung. Das heißt die oben dargestellte Kippschaltung besitzt die Eigenschaft des synchronen Anlaufens.

3.6. Grundsätzliche Anwendungen astabiler Kippschaltungen

Die von astabilen Kippschaltungen erzeugten Rechteckspannungen werden oft als Zeittakt für elektronische Zeitmessung, als Taktfrequenz für elektronische Datenverarbeitungsanlagen und als Prüfspannung in allen möglichen Schaltungen angewendet.

3.6.1. Der Rechteckgenerator

Rechteckgeneratoren gehören heute zur Grundausstattung aller Werkstätten und Laboratorien, welche sich auch mit elektronischen Schaltungen befassen. Die astabile Kippschaltung bietet sich als Schaltung für einen einfachen Rechteckgenerator an. Sie erzeugt mit einfachsten Mitteln eine für die meisten Fälle brauchbare Rechteckspannung.

Rechteckgeneratoren für Prüfzwecke verfügen meistens über eine stufenlose oder abgestufte Frequenzeinstellung. Eine entsprechende Schaltung zeigt das untere Bildnis. Hier kann die Frequenzeinstellung innerhalb gewisser Grenzen stufenlos durch Änderung von R1/R3 vorgenommen werden. Außerdem ist eine Frequenzbereichumschaltung mit dem Wahlschalter S1/S2 möglich. Bei den verschiedenen Schalterstellungen dieser Schalter werden unterschiedliche Koppelkondensatoren eingeschaltet.

Die Frequenz der erzeugten Rechteckspannung ist abhängig von den Werten der Basisvorwiderstände (R_B) und der Koppelkondensatoren (C_K). Für symmetrische Rechtecke müssen bei jeder Einstellung R_B und C_K beider Stufen gleich sein. Deshalb sind in der Schaltung mit Frequenzeinstellung die beiden Schalterebenen S1 und S2 wie auch die beiden Potentiometer R1 und R3 mechanisch gekoppelt. Das heißt es werden jeweils beide durch eine gemeinsame Bedienungsachse eingestellt. Den als veränderbare Basisvorwiderstände geschalteten Potentiometern R1 und R3 müssen unbedingt Festwiderstände R2 und R4 vorgeschaltet werden. Damit eine Zerstörung der Transistoren durch zu hohe Basisströme bei voll eingedrehten Potentiometern vermieden wird. Zur Frequenzbestimmung gilt die bereits besprochene Formel:

f = 1
1,4 * R_B * C_K

Für R_B wird die Summe aus R2 und dem eingestellten Wert R1 beziehungsweise (R3 + R4) eingesetzt und für C_K der jeweils eingeschaltete Wert.

Abbildung: Rechteckgenerator mit Frequenzeinstellung

Rechteckgeneratoren für geringe Frequenzvariationsbereiche mit stufenloser Einstellung findet man oft in einer nach der unteren vereinfachten abgebildeten Schaltung.

Abbildung: Rechteckgenerator für geringen Frequenzvariationsbereich

3.6.2. Der Taktgeber

Während bei Rechteckgeneratoren für allgemeine Prüfzwecke mehr Gewicht auf die Einstellbarkeit der Frequenz und des Tastverhältnisses gelegt wird. So fordert man von Taktgeneratoren meist eine hohe Frequenzkonstanz. Wobei das Tastverhältnis eine untergeordnete Rolle spielt. Zur Realisierung sind daher besonders diejenigen integrierten Schaltungen geeignet, die vom Prinzip her eine von der Speisespannung unabhängige Frequenz erzeugen und die durch IC- interne Kompensationsmaßnahmen möglichst temperaturunabhängig die frequenzbestimmenden Daten bereithalten.

Bei integrierten Schmitt- Triggern sind zum Beispiel die Schaltschwellen weitestgehend temperaturstabilisiert. Jedoch geht in die Frequenz die Höhe der Speisespannung ein. Sie eignen sich daher nur dann für frequenzkonstante Taktgeneratoren. Wenn sie mit einer stabilen Speisespannung betrieben werden.

Das Timer- IC 555 erlaubt dagegen den Aufbau sehr präziser Taktgeneratoren, da es einerseits bei den frequenzbestimmenden Daten nur sehr geringe Temperaturkoeffizienten aufweist und anderseits die Frequenz von der Speisespannung unabhängig bildet.

Der integrierte CMOS- Multivibrator 4047 ist ebenfalls in allen für die Frequenzstabilität wichtigen Daten temperaturkompensiert und speisespannungsunabhängig.

Die aufgeführten IC erlauben also den Aufbau frequenzgenauer Taktgeneratoren. Die Taktfrequenz ist dabei in erster Linie nur noch von den Temperatureigenschaften der äußeren RC- Beschaltung und beim Schmitt- Trigger von der Höhe der Speisespannung abhängig. Entsprechende Schaltungen geben meist die Hersteller der IC in den betreffenden Datenblättern bekannt.

Als Beispiel wird ein TTL- kompatibler Taktgenerator für f = 1 kHz mit dem Timer TDC 0555 genommen. Die Speisespannung beträgt demnach Us = 5V. Die Dimensionierung der frequenzbestimmenden Außenbeschaltung wird darauf abgestimmt, dass ein vorhandener Kondensator mit C1 = 0,1
m
F und sehr niedrigem Temperaturkoeffizienten verwendet werden kann. Aus der folgenden Berechnung erhält man die Werte der erforderlichen Widerstände R1 und R2.

T = 1 = 1 = 1 ms
f 1 kHz

T = 0,7 * C1^* (R1 + 2R2)

R1 + 2R2 = T = 1 ms = 14,3 k
W

0,7 * C1 0,7 * 0,1
m
F

Wird nun R1 mit 2,2
k

W
und damit klein gegenüber R2 zur Erreichung eines möglichst nahe bei 1 liegenden Tastverhältnisses gewählt, so errechnet sich R2 zu:

R2 = 14,3
k

W
- R1 = 6,05 k
W

2

Gewählt wird eine Reihenschaltung mit dem Festwiderstand R2.1 und dem Potentiometer R2.2 zur Feineinstellung der gewünschten Taktfrequenz.

R2.1 = 5,6
k

W
, R2.2 = . . . 1 k
W

R2 = R2.1 + R2.2 = 5,6 . . . 6,6 k
W

Mit R2.2 lässt sich die Frequenz so weit verändern, dass Exemplarstreuungen des IC ausgeglichen werden können.
In der unteren Abbildung zeigt sich die dimensionierte Schaltung in ihrer Aufbauweise.

Abbildung: Taktgenerator für 1 kHz

Die Abweichungen der Frequenz f durch Temperatur- und Speisespannungsänderungen sind sehr gering. Setzt man temperaturstabile Werte R1, R2 und C1 voraus. So ergeben sich die vom IC verursachten Einflüsse nach den Datenblattangaben wie folgt:

Die Temperaturdrift
m
_T ist der temperaturabhängige Zeitfehler. Er wird im Datenblatt mit 0,03 ⁰/₀₀/K angegeben. Eine Temperaturänderung ^von 30 K (z.B. von 20 °C auf 50°C) ergibt einen Zeitfehler ^t/T von

^t = ^
J
*
a
_T = 30 K * 0,03 ⁰/₀₀/K = 0,9 ⁰/₀₀
T

Das ist bei einer Periodendauer von T = 1 ms weniger als 1
m
s Abweichung.

Die Betriebsspannungsdrift
a
_U ist der betriebsspannungsabhängige Zeitfehler. Er wird im Datenblatt mit 0,05 %/V angegeben. Eine Speisespannungsschwankung ^Us von 0,5. Das entspricht dem erlaubten Betriebsspannungsbereich bei TTL. Es ergibt sich daraus ein Zeitfehler ^t/t von

^t = ^Us *
a
_U = 0,5V * 0,05 %/V = 0,25 ⁰/₀₀
T
Das entspricht bei T = 1 ms einer Abweichung von 0,25
m
s.

4. Der Schmitt- Trigger

4.1. Die Symbolik und die Funktion eines Schmitt- Triggers

Der Schmitt- Trigger ist eine elektronische Schaltung, die stetig sich änderte Eingangsspannungen in Ausgangsspannungen mit binären Charakter, also in Spannungen , die nur zwei Werte annehmen können, umformt. Die genaue Funktion wird durch die Übertragungskennlinie beschrieben.

Abbildung: Schaltzeichen eines nichtinvertierenden Schmitt- Triggers

Abbildung: Übertragungskennlinie eines nichtinvertierenden Schmitt- Triggers

Aus der Übertragungskennlinie geht hervor:

· Ändert Man die Eingangsspannung U_I mit steigender Tendenz von 0 aus. So bleibt die Ausgangsspannung
U_Q = U_QL konstant, solange halt U_I < Uein ist. Erreicht und überschreitet UI den Wert Uein der sogenannten
Einschaltschwelle, so ändert sich U_Q schlagartig von dem einen in den anderen Extremwert, hier von U_QL
in U_QH. Eine weitere Steigerung von U_I hat danach keinen Einfluss mehr auf U_Q; U_Q = U_QH gleich
konstant.

· Verringert man die Eingangsspannung U_I dann wieder, so bleibt U_Q = U_QH konstant, solange halt U_I > Uaus
ist. Erreicht und unterschreitet auch U_I den Wert Uaus der sogenannten Ausschaltschwelle, so kippt U_Q von
U_QH auf U_QL zurück und behält auch diesen Wert bei. Der Wert bleibt unten, auch wenn U_Q noch weiter
Verringert wird. Es heißt also U_Q = U_QL gleich konstant.

Neben den nichtinvertierenden Typ gibt es auch invertierende Schmitt- Trigger. Bei diesen springt die Ausgangsspannung U_Q von U_QH auf U_QL. Wenn die steigende Eingangsspannung U_I die Einschaltschwelle Uein durchläuft. Umgekehrt kippt der Trigger von U_QL auf U_QH, wenn U_I abfällt und die Ausschaltschwelle Uaus durchläuft.

Abbildung: Schaltzeichen eines invertierenden Schmitt- Triggers

Abbildung: Übertragungskennlinie eines invertierenden Schmitt- Triggers

Bei diesen Arten liegt in jedem Falle der Wert Uein der Einschaltschwelle über dem Wert Uaus der Ausschaltschwelle.

Uein > Uaus

Die Differenz aus beiden ist die Schalthysterese U_HY.

U_HY = Uein - Uaus

Einschaltschwelle Uein, Ausschaltschwelle Uaus und die Schalthysterese U_HY sind die wichtigsten, für den Einsatz von Schmitt- Triggern maßgeblichen Kenndaten.

Das Schaltverhalten des Schmitt- Triggers kann mit einem einfachen Relais verglichen werden. Ein Relais benötigt zum sicheren Anzug eine gewisse Spannung, die sogenannte Ansprechspannung. Eine etwas kleinere hält das Relais im angezogenen zustand. Und bei einer Spannung, die nur noch etwa 50% der Ansprechspannung ist, der sogenannten Abfallspannung, fällt das Relais wieder ab. Die Einschaltschwelle des Schmitt- Triggers entspricht der Ansprechspannung vom Relais. Die Ausschaltschwelle gewissermaßen der Abfallspannung. Wobei aber die Differenz zwischen beiden Werten beim Schmitt- Trigger oftmals kleiner sind.

4.2. Aufgaben von einem Schmitt- Trigger

4.2.1. Der Schwellwertschalter

Schalttransistoren sind der Gefahr einer Überlastung ausgesetzt und liefern keine den Binärzuständen eindeutig zuordenbare Ausgangsspannung. Sobald sie in den teilweise leitenden Arbeitsbereich gesteuert werden. Bei der Ansteuerung einer Transistorschaltstufe mit einer sich stetig ändernden Steuerspannung durchläuft der Arbeitspunkt immer den gesamten Bereich zwischen dem gesperrten und völlig leitenden Zustand. Dies kann vermieden werden. Und zwar, wenn die stetige Spannungsänderung in eine sprunghafte Spannungsänderung umgewandelt würde. So eine Aufgabe kommt dem Schmitt- Trigger zu Gute.

Diagramme

Abbildung: Eingangs- und Ausgangsspannung bei ansteigender Eingangsspannung von einem Schwellwertschalter

Erreicht die Eingangsspannung des Triggers einen bestimmten Wert, in diesem fall die Einschaltschwelle, dann ändert sich die bis dahin gleichbleibende Ausgangsspannung sprunghaft von einem auf den anderen Extremwert. Wird eine Transistorschaltstufe direkt mit der Spannung U_I betrieben, dann ergibt sich für den Schalttransistor ein Ansteigen der Verlustleistung in der zeit zwischen t₁ und t₃. die Ausgangsspannung nimmt ein stetigen Verlauf, da hier der teilweise leitende Bereich durchlaufen wird. Dagegen können sich bei einer Ansteuerung mit der Ausgangsspannung U_Q des Schmitt- Triggers nur die beiden extremen Leitzustände einstellen. Der Übergang vom gesperrten in den völlig leitenden Zustand, Kippvorgang, findet zum Zeitmoment t₂ sprunghaft statt.

Der Schwellwertschalter ist also ein spannungsabhängiger Schalter. Er wird überall da eingesetzt, wo langsam sich ändernde Spannungen oder andere in Spannungen umformbare Größen beim Erreichen von bestimmten Grenzwerten einen Schaltvorgang auslösen sollen.
Zum Beispiel in einem Dämmerungsschalter, durch den das abnehmende Tageslicht bei einem vorgegebenen grenzwert die elektrische Beleuchtung einschalten soll. Es gibt auch die Möglichkeit als Temperaturwächter zu arbeiten. Der bei Erreichen einer bestimmten Grenztemperatur ein Warnsignal abgeben soll.

4.2.2. Der Rechteckformer

Bewegt sich die Eingangsspannung des Triggers ständig in steigender und fallender Richtung durch die Schaltschwelle, so kippt er jedes Mal aus der einen Extremlage in die andere und umgekehrt. Mit einem Schmitt- Trigger ist es also möglich, aus einer Wechselspannung beliebiger Kurvenform eine Rechteckspannung herzustellen. Er wird zum Beispiel benutzt, um aus einer Sinusspannung eine Rechteckspannung herzustellen. Die beiden unteren Diagramme zeigen die rechteckförmige Ausgangsspannung U_Q, welche sich aus der sinusförmigen Eingangsspannung U_I ergibt.

Rechteckformer nach so einem Prinzip, kommen in der Frequenztechnik zum Einsatz. Sie dienen dort zur Aufbereitung der zu messenden Wechselspannung beliebiger Kurvenform in eine von der Messschaltung verarbeitbare Rechteckspannung.
Sie werden auch zur Taktsignalerzeugung verwendet.

Abbildung: Eingangs- und Ausgangsspannung an einem Rechteckformer

4.3. Schaltungstechnische Realisierung

4.3.1. Schmitt- Trigger mit einer Spannungs- Mitkopplung

4.3.1.1. Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung

Dieser Schmitt- Trigger besteht aus einem galvanisch gekoppelten zweistufigen Verstärker, jedoch ohne gemeinsamen Emitterwiderstand.
Die für die richtige Funktionsweise erforderliche Mitkopplung ist eine Spannungsrückkopplung vom Kollektor des zweiten Transistor auf die Basis des ersten Transistors.

Abbildung: Grundschaltung vom Schmitt- Trigger mit Spannungs- Mitkopplung

Zur Betrachtung der Wirkungsweise wird zunächst davon ausgegangen, dass ohne Eingangsspannung der Transistor V1 gesperrt und somit V2 leitend ist. Unter der Vernachlässigung der Restspannung U_CEsat von V2 ist daher U_Q rund 0V. Dieses Ausgangspotential gelangt über den Widerstand R2 an die Basis vom V1 und hält diesen gesperrt. So dass U_CE1 rund Us bildet. Mit U_CE1 kommt es zur Ansteuerung der Basis von V2 über den Spannungsteiler R5/R6. V2 wird dann leitend.

UBE2 = UCE1 R6

R5 + R6

Die Widerstände R5 und R6 werden dabei so dimensioniert, dass V2 leicht übersteuert wird.

Zur Umsteuerung in den entgegengesetzten Schaltungszustand wird an den Eingang I eine positive Eingangsspannung U_I gelegt. Die Widerstände R1 und R2 liegen dabei auch als Spannungsteiler zwischen dem Eingang I und dem Kollektor von V2 an der Spannung U_I.

Abbildung: Ansteuerung bei gesperrten Transistor V1

Wie man dem Schaltungsauszug in der Abbildung entnehmen kann, fällt an R2 die Basis- Emitter- Spannung U_BE1 ab. Es gilt daher:

UBE1 = UI * R2

R1 + R2

Sobald U_I den Wert erreicht, bei dem die Basis- Emitter- Spannung auf eine Höhe von etwa 0,7V angestiegen ist, beginnt V1 zu leiten. U_CE1 sinkt ab und sperrt über R5/R6 den Transistor V2 mit der Folge, dass U_CE2 positiv wird. Die Spannungsrückkopplung bringt über R2 dieses positive Potential an die Basis von V1 und beschleunigt damit dessen Durchsteuerung. Diejenige Spannung U_I, durch die eine Umsteuerung ausgelöst wurde, ist die Einschaltschwelle Uein. Stellt man obige Gleichung für U_BE1 nach U_I = Uein um und ersetzt U_BE1 durch 0,7V. So erhält man die Formel zur Bestimmung der Einschaltschwelle:

Uein = 0,7V * R1 + R2
R2

Mit U_I = Uein kippt also der Trigger in den eingeschalteten Zustand mit V1 leitend und V2 gesperrt. Dieser ist stabil, solange U_I die Ausschaltschwelle nicht unterschreitet. Am Ausgang liegt dabei die Spannung U_Q rund Us.
Zum Zurückkippen wird wie beim strommitgekoppelten Schmitt- Trigger die Eingangsspannung U_I so weit abgesenkt, so dass die Basis- Emitter- Spannung von U_BE1 den Wert 0,7V unterschreitet und infolgedessen den Transistor V1 sperrt. Aus dem Schaltungsauszug in der nächsten Abbildung lassen sich die Verhältnisse für den eingeschalteten Zustand entnehmen.

Abbildung: Ansteuerung bei leitendem Transistor V1

Die Basis von V1 erhält über R2 positives Potential vom Kollektor des Transistors V2. Die Widerstände R1 und R2 liegen dabei als Spannungsteiler zwischen diesem Kollektorpotential und dem Eingang. Nach der Schaltungsdarstellung ergibt sich daraus folgende Formel:

Us - U_BE1 = R2
U_BE1 - U_I R1

Formt man die Gleichung nach U_BE1 um, so erhält man

U_BE1 = Us * R1 + U_I * R2
R1 + R2 R1 + R2

Wenn U_BE1 verringert werden soll, so muss U_I negativ werden. Diejenige Spannung U_I, bei der U_BE1 kleiner als 0,7V wird, ist die Ausschaltschwelle Uaus. Man erhält sie, wenn man die Gleichung für U_BE1 nach U_I = Uaus umstellt und U_BE1 durch 0,7V ersetzt.

Uaus = -Us * R1 + 0,7V * R1 + R2
R2 R2

In der Formel für Uaus ist der zweite Ausdruck die Einschaltschwelle Uein, daher lässt sie sich vereinfachen zu

Uaus = Uein - Us * R1
R2

Mit den Werten für Uein und Uaus errechnet sich die Schalthysterese des spannungsmitgekoppelten Schmitt- Triggers zu

U_HY = Uein - Uaus = Us * R1
R2

Da der zweistufige Verstärker einen hohen Verstärkungsfaktor hat, ist die Dimensionierung im Gegensatz zum strommitgekoppelten Schmitt- Trigger unkritisch. Durch die entsprechende Wahl der Widerstandswerte R1 und R2 können deshalb die Schaltschwellen und die Schalthysterese in weiten grenzen eingestellt werden. Wobei auch bei der Grundschaltung meist die Ausschaltschwelle im Bereich negativer Spannungen liegt.

Beispiel

Ein Schmitt- Trigger nach der Grundschaltung mit den Werten:

Us = 6V
R1 = 10
k

W

R2 = 33
k

W

Daraus ergeben sich:

Uein = 0,7V * R1 + R2 = 0,7V * 43
k

W
= +0,91V
R2 33
k

W

Uaus = Uein - Us * R1 = 0,91V - 6V * 10
k

W
= -0,91V

R2 33
k

W

U_HY = Uein - Uaus = 1,82 V

Die Übertragungskennlinie dieses Schmitt- Triggers ist im Diagramm dargestellt. Das Diagramm bezieht sich auf die Grundschaltung und die Werte aus dem Beispiel.

Diagramm

Abbildung: Übertragungskennlinie des Schmitt- Triggers nach der Grundschaltung

4.3.2. Schmitt- Trigger mit einstellbaren Triggerpegeln

4.3.2.1. Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung

Bei den spannungsmitgekoppelten Schmitt- Triggern werden die Schaltschwellen Uein und Uaus durch die Dimensionierung von R1 und R2 festgelegt. Führt man der Basis von V1 eine zusätzliche Hilfsspannung Uh zu, so lassen sich in Abhängigkeit von dieser die Schaltschwellen über einen großen Bereich verschieben, ohne dabei die sonstige Funktion des Triggers zu beeinflussen. Durch diese Maßnahme kann auch die dem spannungsrückgekoppelten Schmitt- Trigger eigene und oft nachteilige negative Ausschaltschwelle nach positiven Werten verlagert werden.

Abbildung: Schmitt- Trigger mit Triggerniveaueinstellung

Einstellung der Triggerpegel: M Potentiometer R9 wird eine Hilfsspannung Uh abgegriffen, welche über R3 an die Basis von dem V1 angelegt ist. Unter der Voraussetzung, das R3 = R1 gewählt wird, addiert sich die an R9 abgegriffene Hilfsspannung U_h zur Eingangsspannung U_I hinzu. Nennt man nun diejenige Eingangsspannung, bei welcher der Trigger einschaltet, U_Iein und die zum Ausschalte erforderliche Eingangsspannung UIaus. So gelten die folgenden Beziehungen haargenau.

U_Iein + Uh ~ Uein und U_Iaus + Uh ~ Uaus.

Diese Gleichungen kann man jedoch nur als Näherungsgleichungen ansehen. Weil der Summierpunkt beider Spannungen (Basis von V1) auf einem Niveau von etwa +0,7V liegt. Zur genauen Berechnung müssten also die Summen aus U_I und U_h jeweils um 0,7V verringert werden.
Für die mit U_h verschiebbaren Triggerpegel erhält man aus obigen Formeln:

U_Iein ~ U_ein - U_h
U_Iaus ~ U_aus - U_h

Somit werden bei positiven Werten der Hilfsspannung U_h die Triggerpegel in negativer und bei negativen Hilfsspannungen in positiver Richtung verschoben. Die Schalthysterese bleibt dabei unverändert.

Durch die einfache Verstellbarkeit der Triggerpegel kann der spannungsmitgekoppelte Schmitt- Trigger allen Anforderungen problemlos angepasst werden. Er ist daher universell einsetzbar. Sein entscheidender Vorteil liegt darin, dass der Eingang mit Gleichspannung wie auch mit Wechselspannung gleich gut steuerbar ist, weil die beiden Schaltschwellen für den Gleichspannungsbetrieb in den Bereich zwischen Masse- und Speisespotential und für den Wechselspannungsbetrieb symmetrisch zum Massepotential in den positiven und negativen Bereich gelegt werden könne. Koppelkondensatoren werden nicht erforderlich, so das die untere Grenzfrequenz 0 ist.

4.3.3. Nichtinvertierender Trigger mit Operationsverstärkern

4.3.3.1. Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung

Der eigentliche Verstärker des Spannungsmitgekoppelten Schmitt- Triggers ist gleichstromgekoppelt, nichtinvertierend und hat einen hohen Spannungsverstärkungsfaktor. Er besitzt also alle die Eigenschaften, welche von einem Operationsverstärker nur noch besser erfüllt werden können. Es liegt daher nahe, Schmitt- Trigger mit Operationsverstärkern zu bauen.
Die nächste Schaltung zeigt eine einfache und problemlose Beschaltung auf. Welche einen Operationsverstärker zum sogenannten nichtinvertierenden Schmitt- Trigger werden lässt.

Abbildung: Grundschaltung des nichtinvertierenden Schmitt- Triggers mit Operationsverstärker

Als äußere Beschaltung ist lediglich ein Spannungsteiler, R1 und R2, zwischen den Ausgang und nichtinvertierenden Eingang zu schalten. Wobei der invertierende Eingang auf Massepotential gelegt werden sollte.
Dieser Spannungsteiler bildet, wie beim Aufbau mit den Transistoren, die Spannungs- Mitkopplung und zugleich den Eingang.
Da der Operationsverstärker von sich aus eine hohe Spannungsverstärkung besitzt und in der oberen Schaltung mitgekoppelt ist. Kann die Ausgangsspannung U_Q jeweils nur einen der beiden Sättigungswerte des Operationsverstärkers, kurz OPV, annehmen.

· In der positiven Sättigung bringt der Operationsverstärker die höchste Ausgangsspannung U_Qmax. Sie ist nur
geringfügig kleiner als die über L+ zugeführte positive Speisespannung U_S1.

U_Q = U_Qmax ~ U_S1 (bei eingeschaltetem Trigger)

· In der negativen Sättigung bringt der Ausgang niedrigste Spannung U_Qmin. Sie ist nur geringfügig höher als
die über L- zugeführte negative Speisespannung U_S2.

U_Q = U_Qmin ~ U_S2 (bei eingeschaltetem Trigger)

Die Schaltschwellen sind allein vom Widerstandsverhältnis R1/R2 abhängig und liegen immer mit gegensätzlicher Polarität symmetrisch zum Massepotential, wenn U_S1 = -U_S2 ist.

Uein = U_Qmax * R1 ~ U_S1 * R1
R2 R2

Uaus = U_Qmin * R1 ~ U_S2 * R1

R2 R2

Die Schalthysterese ergibt sich aus:

U_HY = U_S1 * R1 - U_S2 * R1 = (U_S1 - U_S2) * R1

R2 R2 R2

Zur Verschiebung der Schaltschwellen bieten sich hier zwei Möglichkeiten an.

· Wie bei dem mit Transistoren aufgebauten Schmitt- Trigger wird zur Eingangsspannung UI eine Hilfsspannung Uh summiert. Es ergeben sich dabei die gleichen Abhängigkeiten. Das heißt, positive Hilfsspannungen verschieben beide Triggerpegel in negativer Richtung. Umgekehrt verschieben negative Hilfsspannungen die Triggerpegel in positiver Richtung. Wenn R3 gleich R1 ist.

U_Iein = U_ein - U_h

U_Iaus = U_aus - U_h

Abbildung: Triggerniveaueinstellung bei Schmitt- Triggern mit Operationsverstärker (OPV)

· An den invertierenden Eingang wird eine Hilfsspannung Uh angelegt. Wobei sich die Triggerpegel mit positiver Hilfsspannung in positiver Richtung und mit negativer Hilfsspannung in negative Richtung verschieben lassen. Die Triggerpegel liegen in diesem Falle symmetrisch zum Potential der Hilfsspannung Uh. Es gilt daher folgende Formel:

U_Iein = U_ein + U_h

U_Iaus = U_aus + U_h

Abbildung: Triggerniveaueinstellung bei Schmitt- Triggern mit Operationsverstärker (OPV)

Schmitt- Trigger mit Operationsverstärkern sind zwar in ihrem Aufbau sehr einfach, zeigen aber für verschiedene Anwendungszwecke auch Nachteile. So ist beispielsweise die Anstiegsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung bei einem OPV recht begrenzt. Dies führt dazu, dass der Spannungsübergang von UQmax auf UQmin, oder auch umgekehrt, beim Kippvorgang eine merkliche Zeit in Anspruch nimmt. Obwohl dieser theoretisch zeitlos ablaufen soll. Dem Betrieb mit höheren Frequenzen wird daher frühzeitig eine Grenze gesetzt. Die obere Grenzfrequenz ist gering. Die Werte der Ausgangsspannung der beiden möglichen Schaltungszustände liegen im positiven und negativen Bereich. Digitalschaltungen fordern aber Spannungen einer Polarität, zum Beispiel L- Pegel rund 0V und H- Pegel dabei rund + Us/U_B. Zum Angleichen an diese Forderung kann der OPV auch mit nur einer Speisespannung Us betrieben werden. Dabei ist der invertierende Eingang auf ein mittleres Potential zwischen 0V (Masse) und +Us zu legen. In der nächsten Schaltung wird dieses Prinzip einmal veranschaulicht.

Abbildung: Schmitt- Trigger mit asymmetrischer Speisung

Die Schalthysterese beträgt in diesem Fall

U_HY ~ Us * R1

R2

Die Triggerniveaus hängen vom Potential am invertierenden Eingang ab.

4.3.4. Invertierender Trigger mit Operationsverstärker

4.3.4.1. Aufbau, Wirkungsweise und Berechnung anhand der Schaltung

Benutzt man bei dem OPV den invertierenden Eingang als Triggereingang, so kommt die signalumkehrende Wirkung des Verstärkers voll zum Tragen. Das bedeutet, die Ausgangsspannungen verhalten sich gerade umgekehrt wie bei den vorherbehandelten Triggern. Der für die Spannungs- Mitkopplung erforderliche Widerstand R1 wird dabei mit seinem freien Ende an das Masse potential geklemmt.

Abbildung: Grundschaltung des invertierenden Schmitt- Triggers mit Operationsverstärker

Die Widerstände R1 und R2 der Rückkopplung bilden zusammen einen Spannungsteiler, welcher durch die Ausgangsspannung
U_Q = U_Qmax ~ +U_S1 (positive Sättigung) oder

U_Q = U_Qmin ~ -U_S2 (negative Sättigung)

gespeist wird und der den an R1 abfallenden Anteil der Ausgangsspannung an den nichtinvertierenden Eingang zurückführt, · Mitkopplung.
Die Schaltschwellen entsprechen dem jeweils am nichtinvertierenden Eingang anliegenden Potential.

Im ausgeschalteten Zustand ist U_Q rund (~) +U_S1 und der davon zurückgekoppelte Anteil die Einschaltschwelle.

Uein ~ +U_S1 * R1

R1 + R2

Im eingeschalteten Zustand liegt UQ ~ -US2 am Ausgang. Das dabei am nichtinvertierenden Eingang herrschende Potential legt die Ausschaltschwelle fest.

Uaus ~ -U_S2 * R1
R1 + R2

Aus den beiden Schaltschwellenwerten ergibt sich die Schalthysterese mit

U_HY = (U_S1 + U_S2) * R1

R1 + R2

Die Übertragungskennlinie ist für eine Dimensionierung mit R1 = 10
k

W
, R2 = 100
k

W
und US1 = US2 = 12V.

Abbildung: Übertragungskennlinie des Schmitt- Triggers nach der Grundschaltung

Zur Verschiebung der Triggerpegel sowie für unsymmetrische Speisung gelten die gleichen Grundsätze wie beim nichtinvertierenden Schmitt- Trigger mit Operationsverstärker, kurzgesagt OPV.

4.4. Grundsätzliche Anwendungen von Schmitt- Triggern

Schmitt- Trigger werden als Schwellwertschalter und Rechteckformer eingesetzt.
Solche Anwendungen sind zum Beispiel der Dämmerungsschalter, ein Temperaturwächter. Oder
Aber auch ein sogenannter Frequenzmesser mit einem Zeigerinstrument sind vorstellbar.

Quellennachweis

,,Handbuch der Elektronik" - Digitaltechnik

Verlag Medien- Institut Bremen

Lehrbuch Telekommunikationstechnik - Fachbildung

Verlag Europa - Lehrmittel

Internet: www.e-online.de

Internet: www.e-technik.fh-kiel.de

Internet: www.grin.de

Bildnachweis

,,Handbuch der Elektronik" - Digitaltechnik

Fachhochschule Kiel

E- Online

ionierung mit R1 = 10

k

W

, R2 = 100

k

W

und US1 = US2 = 12V.

Abbildung: Übertragungskennlinie des Schmitt- Triggers nach der Grundschaltung

Zur Verschiebung der Triggerpegel sowie für unsymmetrische Speisung gelten die gleichen Grundsätze wie beim nichtinvertierenden Schmitt- Trigger mit Operationsverstärker, kurzgesagt OPV.

4.4. Grundsätzliche Anwendungen von Schmitt- Triggern

Schmitt- Trigger werden als Schwellwertschalter und Rechteckformer eingesetzt.
Solche Anwendungen sind zum Beispiel der Dämmerungsschalter, ein Temperaturwächter. Oder
Aber auch ein sogenannter Frequenzmesser mit einem Zeigerinstrument sind vorstellbar.

Quellennachweis

,,Handbuch der Elektronik" - Digitaltechnik

Verlag Medien- Institut Bremen

Lehrbuch Telekommunikationstechnik - Fachbildung

Verlag Europa - Lehrmittel

Internet: www.e-online.de

Internet: www.e-technik.fh-kiel.de

Internet: www.grin.de

Bildnachweis

,,Handbuch der Elektronik" - Digitaltechnik

Fachhochschule Kiel

E- Online