Entwicklung eines integrierten 1,736 GHz LC- VCO für einen 0,35 µ CMOS Prozess

In Zusammenarbeit mit

Für Sigrid

meine Familie

Danksagungen

Besonders danken möchte ich Herrn DI Günter Hofer, meinem Betreuer bei der austriamicrosystems, der mich zu jeder Zeit mit viel Geduld und Engagement unterstützte. Weiters danke ich Herrn Alastair Hopper, der mir die Durchführung meiner Diplomarbeit bei zuvor genannter Firma ermöglichte.

Seitens dem FH JOANNEUM bedanke ich mich bei Herrn DI Dr. tech. Christian Netzberger für die fachliche Unterstützung bei der vorliegenden Arbeit und während des gesamten Studiums.

Abschließend danke ich meinen Arbeitskollegen bei der austriamicrosystems, die mir während meiner ganzen Arbeitszeit eine große Hilfe und Unterstützung waren.

Inhaltsverzeichnis

  Danksagungen  iii

Inhaltsverzeichnis ......................................................................................................................................... iv

Abbildungsverzeichnis................................................................................................................................ vii

  Kurzfassung  xi

  Abstract  xii

1  Einleitung  1

2  LC- VCO  3

2.1  Oszillator - Allgemein  3

2.2  Grundstrukturen von LC- Oszillatoren  5

2.3  VCO Tuning  10

2.3.1  Allgemein  10

2.3.2  Varaktor Diode  10

2.3.3  MOS-Varaktoren  12

2.3.4  Geschaltene Tuningbereiche  13

2.4  Phasenrauschen  16

2.4.1  Allgemeines  16

2.4.2  Auswirkungen des Phasenrauschen auf die HF-Kommunikation  17

2.4.3  Güte Q eines Oszillators  19

2.4.4  Entstehung des Phasenrauschens  21

3  Integrierte Spulen  27

3.1  Einleitung  27

3.2  Anforderungen an eine hochqualitative Spule  28

3.3  Spulenverluste bei einem CMOS Prozess  28

3.3.1  Intrinsische ohmsche Verluste  29

v

3.3.2  Kapazitiv gekoppelte Verluste  29

3.3.3  Magnetisch gekoppelte Verluste  30

3.4  Richtlinien für die Spulen Auswahl (-Design)  32

4  MOS-Varaktoren  35

4.1  Allgemeine Form  35

4.2  Inversions- und Akkumulations-Mode:  37

4.3  Gated Varaktor  40

5  VCO- Design  43

5.1  Anforderungen an das Design  43

5.2  VCO- Grundstruktur  44

5.3  Tuning  51

5.3.1  Ideales gewünschtes Tuningverhalten  51

5.3.2  Reales Tuningverhalten  52

5.3.3  Auswahl und Dimensionierung des Tuning-Elements  59

5.4  Spule  66

5.4.1  Allgemeines  66

5.4.2  Auswahl der Spule  66

5.5  ALC Automatic Level Control  67

5.5.1  Allgemeines  67

5.5.2  Funktionelle Beschreibung  68

5.6  Ausgangsstufe für den Testchip  69

5.7  Zusammenfassung der integrierten Testdesigns  71

5.7.1  Allgemeines  71

5.7.2  Beschreibung der einzelnen Teststrukturen:  72

6  Messergebnisse  73

6.1  Allgemeines  73

6.2  Testaufbau  73

6.3  Spannungstuning  74

6.4  Phasenrauschen  77

vi

7  Resimulation anhand der Messergebnisse  81

7.1  Allgemein  81

7.2  Modellfindung für integrierte Spulen  81

7.2.1  ASITIC  82

7.2.2  Modellfindung anhand gemessener s- Parameter  83

7.3  Anpassung der Gesamtschaltung an das reale Verhalten  84

7.4  Designoptimierung an das gewünschte Verhalten  86

8  Zusammenfassung  89

Anhang A  Schaltpläne I  

Anhang B  Design Layouts VI  

Anhang C  - Testplatine  VIII

Anhang D  Messergebnisse Phasenrauschen IX  

  Glossar...........................................................................................................................................................XI  

  Literaturverzeichnis...................................................................................................................................XII  

Abbildungsverzeichnis

  Abbildung 1 1 Blockschaltbild einer PLL allgemein  2

  Abbildung 2 1Oszillator System allgemein als Rückkoppelnetzwerk betrachtet  3

  Abbildung 2 2 Einsatz einer ALC  4

  Abbildung 2 3 LC- Schwingkreis mit Rückkopplung von Drain auf Gate (a) und Source (b)  5

  Abbildung 2 4 Allgemeiner Rückkopplungszweig vom Schwingkreis auf den Emitter über einen  

  Impedanz Wandler  6

  Abbildung 2 5 Rückkopplung über einen Transformator zur Impedanz Wandlung  6

  Abbildung 2 6 a )Colpitts- und b ) Hartley Oszillator  7

  Abbildung 2 7 Aktive Impedanz Transformation über einen Buffer bzw Source Folger  8

  Abbildung 2 8 Differentielle Ausführungen eines Negativ-g m Oszillators  9

  Abbildung 2 9 Qualitativer Verlauf der Kapazität und der Güte über die Spannung an der  

  Varaktor Diode  11

  Abbildung 2 10 pmos und nmos Varaktor  12

  Abbildung 2 11 Qualitative Darstellung des Kapazitätsverlaufs über die Bulk-Gate Spannung bei  

  einem pmos Varaktor  13

  Abbildung 2 12 Resultierender Tuningbereich beim Switched Tuning  14

  Abbildung 2 13 Modulation des Rauschens bei kleinem und großem K V  15

  Abbildung 2 14 Idealer und realer Frequenzverlauf eines Oszillators  17

  Abbildung 2 15 Front End eines allgemeinen Transceivers  18

  Abbildung 2 16 Heruntermischen des HF-Signals mit a ) einem idealen LO und b ) einem realen  

  verrauschten LO  18

  Abbildung 2 17 Auslöschen benachbarter Signale durch Phasenrauschen im LO  19

  Abbildung 2 18 Eine mögliche Definitionsweise für Q bei Resonanzkreisen  20

viii

  Abbildung 2 19 Rauschen im Signalpfad eines linearen zeitinvarianten Oszillator- Systems  21

  Abbildung 2 20 Formung des Rauschspektrums im Oszillator  22

  Abbildung 2 21 Mischvorgang im Oszillator für hochfrequentes Rauschen  25

  Abbildung 2 22 Modulation des HF- Signals durch niederfrequentes Rauschen  25

  Abbildung 2 23 Modulation des Rauschens im Steuer- Pfad in Abhängigkeit von K V  26

  Abbildung 3 1 Wirbelströme im Substrat unter der Spule  31

  Abbildung 3 2 Wirbelströme in den Leiterbahnen der Spule  31

  Abbildung 3 3 Geometrische Groessen bei einem Spulenlayout  33

  Abbildung 4 1 Kapazitätsverhalten eines pmos Varaktors über die Bulk-Gate Spannung  36

  Abbildung 4 2 Ladungsträgerverlauf bei starker und moderater Inversion (durchgehende Linien)  

  und im Bereich der Verarmung und Akkumulation (strichliierte Linien)  37

  Abbildung 4 3 Kapazitätsverhalten eines I-Mode pmos Varaktors über die Source-Gate  

  Spannung (Strichliiert gezeichnet das Verhalten eines normalen pmos Varaktors mit  

  Bulk auf Drain-Source)  38

  Abbildung 4 4 Kapazitätsverhalten eines A-Mode pmos Varaktors über die Source-Gate  

  Spannung (Strichliiert gezeichnet das Verhalten eines normalen pmos Varaktors mit  

  Bulk auf Drain-Source)  39

  Abbildung 4 5 A-Mode pmos Varaktor Struktur  40

  Abbildung 4 6 Struktur eines Gated Varaktors und Schalt-Symbol  41

  Abbildung 4 7 Qualitativer Kapazitätsverlauf eines Gated Varaktors  41

  Abbildung 4 8 Mögliche Oszillator- Anwendung mit einem Gated Varaktor  42

  Abbildung 5 1 Schaltungen zum Strukturvergleich mit a ) idealer Senke und b ) Quelle  45

  Abbildung 5 2 Simuliertes Phasenrauschen mit idealer Quelle und Senke  46

  Abbildung 5 3 Schaltungen zum Strukturvergleich mit a ) nmos- und b ) pmos- Spiegel  47

  Abbildung 5 4 Phasenrauschen: ideale Quelle versus pmos- und ideale Senke versus nmos-  

  Spiegel  48

  Abbildung 5 5 Simuliertes Phasenrauschen mit pmos- und nmos- Spiegel  49

ix

  Abbildung 5 6 Grundstruktur des LC- VCO s  50

  Abbildung 5 7 Vergleich des simulierten Phasenrauschen aller Strukturen  51

  Abbildung 5 8 Idealer gewünschter Frequenzverlauf über die Tunespannung  52

  Abbildung 5 9 Schaltung zur Simulation der verschiedenen Frequenzverläufe mit  verschiedenen

  Varaktor Strukturen  54

  Abbildung 5 10 Varaktor Teststrukturen  54

  Abbildung 5 11 Frequenzverhalten über die Bulk-Gate Spannung bei Varaktoren mit B D S  55

  Abbildung 5 12 Integration der Kapazität über eine VCO Schwingung  57

  Abbildung 5 13 Frequenzverhalten der VCO Testschaltung bei I-Mode Varaktoren  57

  Abbildung 5 14 Frequenzverhalten der VCO Testschaltung mit A-Mode Varaktoren (cvar)  58

  Abbildung 5 15 Frequenzverhalten der pmos- Strukturen mit B D S über die Tunespannung  

   60

  Abbildung 5 16 Frequenzverhalten der I-Mode Strukturen über die Tunespannung  61

  Abbildung 5 17 Frequenzverhalten der A-Mode Strukturen über die Tunespannung  61

  Abbildung 5 18 Vergleich der Frequenzverläufe der verschiedenen Varaktor Strukturen  im

  gewünschten Frequenzbereich Die rote durchgehende Linie zeigt die gewünschte  

  Mittenfrequenz von 1 736 GHz an die beiden Strichliierten geben den gewünschten  

  Bereich vor  63

  Abbildung 5 19 Vergleich der Frequenzverläufe der verschiedenen Varaktor Strukturen  im

  gewünschten Frequenzbereich unter Berücksichtigung der aus dem Layout extrahierten  

  Parasiten Die rote durchgehende Linie zeigt wieder die gewünschte Mittenfrequenz  von

1,736  GHz an und die beiden strichliierten geben wieder den gewünschten Bereich vor  64

  Abbildung 5 20 Prinzipielle Schaltung der ALC  69

  Abbildung 5 21 Schaltung der Ausgangsstufe für den Testchip  71

  Abbildung 6 1 Tuning Verhalten der verschiedenen VCO- Teststrukturen  74

  Abbildung 6 2 Gemessene Frequenzverläufe von VCO 1-1 und 1-2 vs Simulationsergebnisse  75

  Abbildung 6 3 Gemessener Frequenzverlauf von VCO 1-3 vs Simulationsergebnis  76

x

  Abbildung 6 4 Phasenrauschen von VCO 1-2 und 1-3 bei 2 GHz Trägerfrequenz  78

  Abbildung 6 5 Phasenrauschen von VCO 1-2 und 1-3 bei 2 15 GHz Trägerfrequenz  79

  Abbildung 6 6 Phasenrauschen von VCO 1-2 und 1-3 bei 2 3 GHz Trägerfrequenz  80

  Abbildung 7 1 Ersatzschaltbild des PI-Modells für eine bestimmte Frequenz  83

  Abbildung 7 2 Anpassung der Simulation an das reale Verhalten bei VCO 1-2  85

  Abbildung 7 3 Anpassung der Simulation an das reale Verhalten bei VCO 1-3  85

  Abbildung 7 4 Schalterausführung zum Frequenzwechsel  86

  Abbildung 7 5 Ergebnisse des Redesigns  87

Kurzfassung

Diese Diplomarbeit behandelt die Entwicklung eines voll integrierten LC- VCO’s (Voltage Controlled Oscillator mit LC- Schwingkreis) in einem 0,35 um CMOS Prozess. Der VCO wird in einer PLL (Phase Locked Loop) eines HF- Transceivers verwendet.

Im ersten Kapitel wird kurz ein Einblick in den gegenwärtigen Stand der integrierten HF- Technik sowie deren speziellen Anforderungen gegeben.

Kapitel 2 behandelt dann eine allgemeine Beschreibung von LC- VCO’s. Die Herleitung von schwingfähigen Strukturen, Möglichkeiten für die Frequenz Verstimmung im Oszillator und eine Betrachtung der Effekte, die zu Phasenrauschen führen, bilden die Grundlage für die weitere Arbeit.

In Kapitel 3 wird auf die wesentlichste leistungsbegrenzende Komponente in voll integrierten LC- VCO’s, die integrierte Spule eingegangen. Die Auswahl einer guten Spule ist ein wichtiger Schritt und bedarf zumindest einem qualitativen Wissen über die einschränkenden Effekte. Der folgende Abschnitt geht auf die frequenzverstimmenden Bauteile ein, die Varaktoren (variable Kapazitäten). Hier werden die verfügbaren CMOS Varaktoren näher untersucht, wobei schon eine Vorauswahl für die prinzipielle Eignung in dieser Arbeit getroffen wird. Kapitel 5 behandelt dann die eigentliche Entwicklung des Oszillators. Die wesentlichen Kriterien für die Gestaltung und Dimensionierung des Oszillators sind hier ein möglichst linearer Tuningverlauf über den geforderten Frequenzbereich sowie die Erfüllung der Anforderungen für das Phasenrauschen unter Minimierung der Stromaufnahme.

In Kapitel 6 werden die Ergebnisse der Messungen an den Testchips beschrieben.

Ein Vergleich der Messergebnisse mit dem simulierten Verhalten sowie eine Annäherung der Simulationsmodelle an das reale Verhalten folgt in Kapitel 7.

In Kapitel 8 werden die gewonnenen Erkenntnisse abschließend zusammengefasst.

Abstract

This diploma thesis deals with the design of an integrated LC- VCO (voltage controlled oscillator) in a 0.35 um CMOS technology. The oscillator will be used in a PLL (phase locked loop) designed for a RF (radio frequency) transceiver frontend.

The first chapter gives a short overview of the state of the art integrated RF technology and its particular requirements.

The second chapter considers LC- VCOs in general and describes in more detail the conditions that have to be fullfilled for an oscillation to occur, tuning-elements and the reasons for phase noise.

Chapter 3 deals with integrated spirals, which are known to be the main performance limiting component in a LC- VCO.

The fourth part is a detailed analysis of CMOS varactor elements. The behaviour of the varactor is not only important for the tuning characteristic but also for the phase noise. The design itself is then described in Chapter 5 The most important features (I) linear frequency tuning and (II) good phase noise are discussed in detail. The approach was to develop some good examples of such VCO circuits and to prove these designs by fabrication and subsequent measurements.

Chapter 6 is devoted to the measurements of the testchips.

The comparison of simulated and measured results is made in Chapter 7. Finally, Chapter 8 concludes the thesis and documents the main achievements and possibilities for further work.

1

1 Einleitung

Drahtlose Sprach- und Datenübertragung ist mittlerweile ein Thema, das auf Grund des Booms in der Telekommunikation in aller Munde ist. Schlagwörter wie GSM, DECT, GPS, Wireless

LAN und Bluetooth sind fast schon jedem, auch „technischen Laien“, ein Begriff. Doch auch in

Bereichen wie Automobil und Industrie sind vor allem Anwendungen für die drahtlose Datenübertragung immer mehr im Kommen. Diese steigende Dichte an Informationen, die in Form von elektromagnetischen Wellen durch die Gegend schwirren, stellt immer höhere Anforderungen an die Ausnutzung der zur Verfügung stehenden Ressourcen.

Vor allem im Bereich der HF- Technik stellen sich dadurch immer wieder neue Herausforderungen. Anfangs baute man Sende- und Empfangs- Einheiten ausschließlich diskret, mit dem Schwerpunkt auf einer maximale Leistungsfähigkeit. Stromverbrauch und Groesse waren hier kein Thema. Dann, mit der Entwicklung integrierter Schaltungen und dem steigenden Interesse an mobilen Kommunikationseinheiten als Massenprodukte änderten sich die Anforderungen an HF- Designs grundsätzlich. Heute will man möglichst billig herzustellende, vom Stromverbrauch her optimierte Systeme mit minimalem Platzbedarf, die am besten vollständig integriert sind.

Der Standard bei den integrierten, analogen HF- Technologien im Bereich bis einige GHz ist zur Zeit noch Bipolar und BiCMOS. Angestrebt ist ein reiner CMOS Prozess, mit dem man kostengünstigst vollständige Systeme (Analog- und Digitalteile) auf einem Chip ausführt. Die Integration von HF- Designs in CMOS ist zwar schon stark im Kommen, steckt aber noch in den Kinderschuhen. Die ständige Verkleinerung der Minimalabmessungen, die Erhöhung der Transitfrequenz und die Verringerung der Versorgungsspannung bieten dabei optimale Voraussetzungen.

Eine wesentliche Komponente im Zusammenhang mit der drahtlosen Kommunikation ist der HF- Transceiver (kombinierte Sende- / Empfangseinheit). Das Herzstück eines Transceivers stellt in der Regel eine PLL (Phase Locked Loop) dar. Der VCO in einer PLL rastet über eine Rückkopplung mit seiner heruntergeteilten Ausgangsfrequenz auf eine Quarzreferenz ein. Somit erhält man auf der HF- Seite ein quarzgenaues Ausgangssignal (Abb. 1.1). Dieses wird in einem Mischer zum Hinauf- / Hinuntermischen des Sende- / Empfangssignals verwendet.

2

Fref

Abbildung 1.1 Blockschaltbild einer PLL allgemein

Die „Qualität“ des VCO Signals ist also direkt ausschlaggebend für die Leistungsfähigkeit des Transceivers. Vor allem was das Phasenrauschen des VCO’s betrifft, werden durch die einzelnen Standards für die Sprach- und Datenkommunikation sehr strenge Anforderungen gestellt. Als integrierte Lösungen für einen solchen VCO bieten sich prinzipiell LC-, RC- VCO’s und verstellbare Ringoszillatoren an. Bezüglich des Phasenrauschens in Verbindung mit einer geringen Stromaufnahme kommt eigentlich nur ein LC- VCO in Frage, obwohl hier die integrierte Spule mit ihrer geringen Güte die wesentliche Einschränkung punkto Phasenrauschen ist.

In dieser Arbeit wird das Design eines solchen LC- VCO’s in einer 0,35 μm CMOS Technologie

für den späteren Einsatz in einer PLL behandelt. Hauptaugenmerk wird einerseits auf die Erfüllung der Anforderungen für das Phasenrauschen gelegt und andererseits auf das Tuningverhalten. Als herkömmliches Tuningelement war ein in Sperrrichtung betriebener pn- Übergang, in der Literatur meist als Varaktor-Diode bezeichnet, üblich. Da eine solche Varaktor-Diode aber im allgemeinen nur ein eher begrenztes Tuning erlaubt, kommt man von dieser Ausführung immer mehr ab. Die Zielsetzung in dieser Arbeit bezüglich des Tunings war daher, ein alternatives Tuningelement zu suchen, welches die gestellten Forderungen bestmöglich erfüllt. Da wie zuvor erwähnt die integrierte Spule des VCO’s der begrenzende Faktor für das Phasenrauschen ist, wurde auch ein eigenes Kapitel über die Auswahl eines geeigneten Spulendesigns angeführt.

3

2 LC- VCO

2.1 Oszillator - Allgemein

Ein Oszillator generiert grundsätzlich ein periodisches Ausgangssignal. Hierzu benötigt der

Schaltkreis einen selbsterhaltenden Mechanismus, der das eigene Rauschen verstärkt, bis ein

periodisches Signal entsteht. Die meisten HF-Oszillatoren kann man allgemein durch ein

Rückkoppelnetzwerk wie in Abb. 2.1 gezeigt darstellen. Die Übertragungsfunktion dieses

Netzwerkes ergibt sich dann zu

) ( ) ( s H s Y

Gleichung 2.1

Ein periodisches Signal mit der Frequenz f 0 erhält man am Ausgang für den Fall, dass das

Ausgangssignal des Oszillators gleich dem Eingangssignal ist. Daraus ergibt sich die notwendige

Schwingbedingung für die Übertragungsfunktion des offenen Kreises H(s 0 ) bei der Frequenz f 0 .

Für die Verstärkung, also den Betrag von H(s 0 ) muss

0 =

( |

H

gelten und für die Phase

° = ∠

( 0

H

bei positiver Rückkopplung bzw. 180° bei negativer Rückkopplung.

X(s)

Abbildung 2.1Oszillator System allgemein als Rückkoppelnetzwerk betrachtet

Die oben angeführte Betrachtung beinhaltet, dass jedes beliebige Rückkoppelsystem bei

Einhaltung der zuvor angegebenen Bedingungen schwingfähig ist. Beispiele dafür sind Ring-

oder Phasen-Schieber-Oszillatoren. Für HF-Oszillatoren werden aber meist zusätzlich

4

frequenzselektive Netzwerke, wie ein LC- Schwingkreis, verwendet, um das System frequenzmäßig zu stabilisieren.

Betrachten wir nun die Schwingung am Ausgang des Oszillators etwas näher. Die Nominalfrequenz wird durch die Eigenschaften des Kreises, wie z.B. die Resonanzfrequenz des LC- Schwingkreises, vorgegeben. Wie aber entsteht die Amplitude? Es ist ersichtlich, dass beim "Starten" des Oszillators die Verstärkung des offenen Kreises etwas größer als eins sein muss, um ein Anschwingen überhaupt zu ermöglichen. Im stationären, bzw. zyklisch- stationären Zustand muss die Verstärkung jedoch eins werden, um die Amplitude der Ausgangsschwingung auf einen endlichen Wert zu begrenzen. Meist wird die Signalamplitude einfach durch den zur Verfügung stehenden Spannungsbereich begrenzt, jedoch führt das zu einer Verzerrung der Signalform. In HF- Oszillatoren mit hoher Güte sind diese Verzerrungen meist vernachlässigbar. Bei voll integrierten LC- Oszillatoren jedoch, bei denen die Güte durch die integrierte Spule meist sehr stark herabgesetzt ist, können diese Verzerrungen schon bedeutend größer sein. Eine Begrenzung der Amplitude kann alternativ auch mit Hilfe einer ALC (Automatic Level Control) erfolgen, die den Ausgangspegel misst (meist mit einem Spitzenwertdetektor), mit einer Referenz vergleicht und dann entsprechend die Verstärkung des Oszillators über eine negative Rückkopplung einstellt (Abb. 2.2). Der Einsatz einer ALC bringt durch die daraus resultierende Vermeidung von Verzerrungen im allgemeinen eine Verbesserung des Phasenrauschens.

Verstärkungs

Kontrolle

Abbildung 2.2 Einsatz einer ALC

5

2.2 Grundstrukturen von LC- Oszillatoren

Die meisten diskreten HF- Oszillatoren verwenden nur einen aktiven Bauteil, einerseits um das Rauschen, dass vor allem in den aktiven Elementen entsteht, zu minimieren und andererseits um die Kosten gering zu halten. Der erste Grund trifft auch für integrierte Oszillatoren zu, wogegen der zweite hier keine Bedeutung hat. Für eine erste, prinzipielle Erklärung der Funktion wird hier auch eine "Ein- Transistor" Struktur verwendet.

Nach den Vorgaben aus dem vorherigen Abschnitt nehmen wir an, dass eine mögliche Struktur als frequenzbestimmende Komponente einen LC- Schwingkreis besitzt, der auf dem Drain eines MOS- Transistors hängt mit einer Rückkopplung auf dessen Gate oder Source (Abb. 2.3). Selbe grundsätzliche Idee ist natürlich auch für einen Bipolar Transistor gültig.

Abbildung 2.3 LC- Schwingkreis mit Rückkopplung von Drain auf Gate (a) und Source (b) Weiters wird angenommen, dass der LC- Schwingkreis aus einer Parallelschaltung einer Induktivität mit einer Kapazität besteht. In Resonanz ist die Impedanz des Schwingkreises real, das heißt um eine totale Phasenverschiebung von null Grad beizubehalten, muss das Signal auf die Source (Gate) des Transistors gekoppelt werden. Das ist im wesentlichen die Grundidee einiger Oszillatorstrukturen.

Der Widerstand, der an der Source gesehen wird, entspricht in etwa 1/g m . Koppelt man nun das Signal vom Drain direkt an die Source, wird durch diese Last die Güte des Schwingkreises so stark vermindert, dass die Schleifenverstärkung kleiner eins wird und keine Oszillation auftreten kann. Daher muss die Source-Impedanz auf einen höheren Wert transformiert werden (Abb. 2.4).

6

Abbildung 2.4 Allgemeiner Rückkopplungszweig vom Schwingkreis auf den Emitter über einen Impedanz Wandler.

Eine Möglichkeit für die Impedanztransformation wäre ganz einfach über einen Transformator (Abb. 2.5). Durch einen verlustlosen Transformator mit dem Windungsverhältnis n sieht der Schwingkreis nun den Widerstand n 2 /g m anstatt der Last an der Source 1/g m .

Abbildung 2.5 Rückkopplung über einen Transformator zur Impedanz Wandlung Auch eine passive Impedanz Transformation kann über kapazitive- oder induktive Teiler erreicht werden. Diese bekannten Ausführungen sind allgemein unter den Namen Colpitts- (Abb. 2.6 a) und Hartley Oszillator (Abb. 2.6 b) bekannt.

7

Abbildung 2.6 a.)Colpitts- und b.) Hartley Oszillator

Der äquivalente parallele Widerstand am Schwingkreis beträgt nun (1+C 1 /C 2 ) 2 /g m für den Colpitts Oszillator und (1+L 2 /L 1 ) 2 /g m für den Hartley Oszillator, was die Güte des Schwingkreises um etwa den selben Faktor (bezogen auf den ursprünglichen Widerstand 1/g m ) erhöht.

Eine weitere Möglichkeit der Impedanz Transformation ist über einen aktiven Buffer zwischen Drain und Source, wodurch die Impedanz am Schwingkreis ebenfalls sehr hoch wird. Eine mögliche Implementierung ist mit einem Source Folger (Abb. 2.7), wobei das Gate des Transistors T 1 ebenfalls auf die Versorgungsspannung V DD geht, damit die beiden Transistoren die selbe Gate-Gleichspannung haben. Weiters werden die beiden Transistoren T 1 und T 2 als baugleich angenommen.

8

Abbildung 2.7 Aktive Impedanz Transformation über einen Buffer bzw. Source Folger

Bei einer Erweiterung der zuvor betrachteten Struktur um eine zusätzliche Induktivität, erhält man eine differentielle Form dieses Oszillators (Abb. 2.8 a und b). Eine differentielle Form wird in dieser Arbeit grundsätzlich bevorzugt, um durch die erzielte Gleichtakt Unterdrückung unempfindlich gegenüber Schwankungen in der Versorgung und gegenüber Substrat- Rauschen zu werden. Weiters ist auch eine Ausführung mit einer, differentiellen Induktivität möglich (Abb. 2.8 c).

Betrachtet man die Rückkopplungs- Struktur als Zwei-Pol, so findet man als Eingangswiderstand in die Drains der beiden Transistoren

− =

/ 2

g R Gleichung 2.4

in

Ist |R in | kleiner oder gleich dem äquivalenten Parallelwiderstand des Schwingkreises, so wird das positive Rückkopplungs- System schwingen. Aus diesem Grund wird diese Topologie auch als "Negativ-g m Oszillator" bezeichnet.

9

c.)

Abbildung 2.8 Differentielle Ausführungen eines Negativ-g m Oszillators

Für das Design in dieser Arbeit wird ein solcher differentieller Negativ-g m Oszillator mit einer Induktivität verwendet. Die genaue Implementierung dieser Struktur im Design findet sich in Kapitel 5.2.

10

2.3 VCO – Tuning

2.3.1 Allgemein

Wie der Name VCO (Voltage Controlled Oscillator) schon sagt, wird die Ausgangsfrequenz eines solchen Oszillators durch eine äußere Spannung, im folgenden auch als Tunespannung bezeichnet, gesteuert. Eine wichtige Anwendung für VCO’s wurde schon in der Einleitung erwähnt, nämlich die Generierung einer Trägerfrequenz für Transceiver Endstufen. Da diese Trägerfrequenz meist einen sehr genau definierten Absolutwert besitzen muss, wird die Ausgangsfrequenz des VCO’s heruntergeteilt, mit einer quarzgenauen Referenz verglichen und ständig über die Tunespannung nachgeregelt (siehe Blockschaltbild einer PLL, Abb. 1.1). Die direkte Verwendung eines Quarzes zur Generierung einer genauen Trägerfrequenz ist bei HF Anwendungen leider nicht möglich. Außerdem ist es beim Betrieb eines Transceivers auch sehr oft erforderlich, zwischen mehreren Kanälen umzuschalten, d.h. die Frequenz des Lokalen Oszillators muss in klar definierten Schritten geschalten werden.

In den folgenden Punkten werden einige häufig verwendete Varianten erklärt, mit denen man die Frequenz eines LC- Oszillators mit Hilfe einer Steuerspannung verstellen kann.

2.3.2 Varaktor Diode

Das bisher am häufigsten verwendete Element für das Tuning in LC VCO’s ist ein in Sperrrichtung betriebener pn- Übergang, dessen Kapazität über die Sperrspannung eingestellt wird. Der Verlauf der Kapazität über die Spannung ist jedoch in einem weiten Bereich sehr flach und das Verhältnis C max / C min sehr gering. Erst wenn die Diode in der Nähe des Durchlassbereichs betrieben wird, steigt die Kapazitätskurve sehr steil an, wobei aber gleichzeitig die Güte extrem sinkt. Die Kapazität für eine bestimmte Spannung am in Sperrrichtung betriebenen pn- Übergang, unter Annahme einer gleichmäßigen Dotierung über den gesamten p- bzw. n- Übergang, ergibt sich vereinfacht zu

2 / 1

ε

⎤ ⎡ N N q

1

⋅ =

A C ⎢

PN ⎣

Gleichung 2.5

mit A, N A , N D , q, ε, Ψ 0 und V D als der Querschnittsfläche des Übergangs, die Dotierungsdichten

der Akzeptoren und Donatoren, der Elementarladung, der Dielektrizitätskonstante, der