Diplomarbeit

Laufzeitmessung von RFID - Signalen zur ortsauflösenden

Objektlokalisierung

Eingereicht von Sinisa Krecak

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Erklärung

Ich versichere, dass ich diese Arbeit selbstständig verfasst, keine anderen als die an-

gegebenen Quellen und Hilfsmittel benutzt sowie alle wörtlich oder sinngemäß ü-

bernommenen Stellen in der Arbeit gekennzeichnet habe. Die Arbeit wurde noch

keiner Kommission zur Prüfung vorgelegt und verletzt in keiner Weise Rechte Drit-

ter.

_______________ _______________

(Ort, Datum)

(Unterschrift)

Diplomarbeit 2

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Abstract

The automated handling of objects with help by robots requires in advance knowl-

edge of the position and orientation of an object in space. Such object localisations are

based on imaging processes, which are still having interferences or are not usable.

The idea is to create a concept for localization of objects with RFID-Tags resources.

Arithmetic techniques for localization of objects in a space with the appending con-

version into the hardware are investigated. Thereby the time measurement systems

must fulfil peculiar requirements.

After various arithmetic techniques for object localization were examined and neither

of them was found suitable for this problem, a new algebraic approach was realized

for location of objects by means of transit time measurements. The new developed

system of equations is not only applicable in RFID area but also everywhere, where

one object located on one appointed frequency sends out one signal.

The conversion for positioning of objects into hardware rests upon on the new arith-

metic technique. For the verification of this arithmetic technique a transit measuring

examination was conducted between two receiving signals on the antennas. Through

this it is now possible theoretically to measure the distance of one object stationed

exactly between two antennas without any internal processing time of the localizing

object and without having to consider for time.

Through the realization there will be elaborated at most the problematic with filters,

amplifying signals, signal conversion and the time registration with the time to digi-

tal converter. The measured time or the calculated distance will be outputted with a

microcontroller to the pc system.

Diplomarbeit 3

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Danksagung

Die vorliegende Arbeit entstand im Rahmen meiner Tätigkeit als Diplomand am

Fraunhofer Institut für Produktionstechnik und Automatisierung in Stuttgart.

In erster Linie danke ich Herrn Dipl.-Wirtsch.-Ing. D. Fritsch für die Betreuung dieser

Arbeit. Er hat mich stets bei allen wissenschaftlichen Vorhaben während der Arbeit

unterstützt.

Meinem verehrten Lehrer, Herrn Prof. Dr.-Ing. W. Eissler, danke ich sehr herzlich für

die Anregung zu dieser Arbeit und für die wertvolle Hinweise und Ratschläge bei ih-

rer Durchführung.

Ich danke meiner Familie für die Förderung und die Anteilnahme an meiner Arbeit.

Zu guter Letzt danke ich meiner Freundin, die mir einen entscheidenden Rückhalt

beim Anfertigen sowie bei der Korrektur dieser Arbeit war.

Stuttgart, im Januar 2005

Sinisa Krecak

Diplomarbeit 4

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Inhaltsverzeichnis

Seite

Erklärung 2

Abstract 3

Danksagung 4

1

Einleitung 9

1.1 Motivation 9

1.2 Problemstellung und -abgrenzung 10

1.3 Ziel der Arbeit 11

1.4 Vorgehen 11

2

Grundlagen 13

2.1 Radio Frequenz Identifikation 13

2.2 Ortsauflösende Objektlokalisierung 22

2.2.1 Ansätze 23

2.2.2 Übertragungscharakteristiken 24

2.3 Verwendete Messinstrumente 26

2.3.1 Spektrumanalysator 26

2.3.2 Oszilloskop 26

3

Problemanalyse 27

3.1 Szenario zur ortsauflösenden Objektlokalisierung 27

3.1.1 Methoden der theoretischen Berechnungsverfahren 28

3.2 Analyse der RFID­ Signale 37

3.3 Zusammenfassung 38

4

Lösungskonzept 39

4.1 Aufstellen des mathematischen Gleichungssystems 39

4.2 Lösungsansätze zum Hardwareaufbau 44

4.2.1 Antennenarchitektur 47

4.2.2 Aktive und passive Signalfilterung 49

4.2.3 Aktive Signalverstärkung 51

4.2.4 Signalwandlung in ein TTL- Signals 52

4.2.5 Hardwareumsetzung zur Zeitmessung 53

4.2.6 Programmaufbau der Zeitverarbeitungseinheit 57

4.2.7 Programmaufbau zur Berechnung der Position 59

4.2.8 Ausgabe der Werte 60

4.3 Zusammenfassung 61

5

Umsetzung 62

5.1 Verifikation des mathematischen Gleichungssystems 62

5.2 Konkretisierung der Hardwareumsetzung 64

5.2.1 Antennen 64

5.2.2 Signalfilterung 64

5.2.3 Signalverstärkung 66

5.2.4 Signalwandlung 71

5.2.5 Entwurf der Zeitmessung 71

5.2.6 Zeitverarbeitung 72

5.2.7 Positionsbestimmung und Visualisierung 75

Diplomarbeit 5

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5.2.8 Der Gesamtaufbau 76

6

Zusammenfassung und Ausblick 78

Quellenverzeichnis 79

Anlagenverzeichnis 81

Diplomarbeit 6

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Abkürzungsverzeichnis

A

Ampere

a

atto = 10-15

AM

Amplitudenmodulation

AoA

Angle

of

Arrival

as

Attosekunde

ASK

Amplitudentastung

Ax

x-Koordinate

einer

Antenne

Ay

y-Koordinate

einer

Antenne

Az

z-Koordinate

einer

Antenne

c

Lichtgeschwindigkeit 2.9977925 · 108 m/s

COO

Cell of Origin

d

Abstand

DFT

Discrete

Fourier-Transformation

DGPS

Differential

GPS

EAS

Electronic

Article

Surveillance

EGNOS

European Geostationary Navigation Overlay Service

EIRP

Effective isotropic radiated power

EMV

Elektromagnetische Vorschriften

ERP

Effective radiated power

E-OTD

Enhanced observed time difference

F

Farad

f

Frequenz in Hz

FM

Frequenzmodulation

FSK

Frequenztastung

G

Giga = 109

GLONASS

GLObal NAvigation Satellite System

GPS

Global Positioning System

GSM

Groupe Special Mobile

H

Henry

(

Magnetische Feldstärke)

HF

High Frequency (f = 3 - 30 MHz)

Hz

Hertz

ISM

Industrial Scientific Medical

ISO

Industrial Organisation for Standardization

ITU

International Telecommunication Union

LF

Low Frequency (f = 30 - 300 kHz)

Lx

x-Koordinate

einer

Antenne

Diplomarbeit 7

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Ly

y-Koordinate

einer

Antenne

Lz

z-Koordinate

einer

Antenne

M

Mega = 106

MPS

Mobile Positioning System

N

Anzahl der Wellenlängen

n

nano = 10-9

NRZ

Non Return to Zero

OTP

One time programmable

p

pico = 10-12

PC

Personal

Computer

PDOA

Phase Difference of Arrival

PM

Phasenmodulation

PSK

Phasentastung

r

Radius bzw. Entfernung eines Objektes zur Antenne

RADAR

Radio detection and ranging

RFID

Radio Frequency Identification

RSSI

Radio Signal Strength Indicator

RTT

Round Trip Time

RZ

Return to Zero

S

Steilheit

T

Das zu lokalisierende Objekt (Transponder)

t

Zeit

TDC

Time to Digital Converter

TDOA

Time Difference of Arrival

TTL

Time to Live

TOA

Time

of

Arrival

UHF

Ultra High Frequency (f = 300 MHz - 3 GHz)

UTDOA

Uplink Time Difference of Arrival

WAAS

Wide Area Augmentation System

WIPS

Wireless Internet Payment System

WLAN

Wireless Local Area Network

xt

x-Koordinate des Objektes

yt

y-Koordinate des Objektes

zt

z-Koordinate des Objektes

Wellenlänge ( = c/f)

µ

Mikro = 10-6

Teilstück einer Wellenlänge

Diplomarbeit 8

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1 Einleitung

In der Einleitung werden die Notwendigkeit, die Beschreibung der Probleme, die

Zielsetzung, sowie die Vorgehensweise dieser Diplomarbeit erläutert.

1.1 Motivation

Identifizierung per Funk (engl. Radio Frequency Identification, RFID) ist eine Me-

thode um kontaktlose Daten lesen und speichern zu können. Die Technik wurde ur-

sprünglich im zweiten Weltkrieg entwickelt, um "Freund vom Feind" zu

unterscheiden./1/

In den 60er Jahren wurden die ersten kommerziellen Vorläufer der RFID- Technolo-

gie auf den Markt gebracht. Es handelte sich dabei um elektronische Warensiche-

rungssysteme. Es war nur möglich, eine 1-Bit-Information zu übertragen, es konnte

also nur das Vorhandensein oder das Fehlen der Markierung geprüft werden. Die

Systeme basierten auf Mikrowellentechnik oder Induktion (Magnetfelder)./9/

In den 70er Jahren wurde die RFID- Technologie eingesetzt um Tiere zu kennzeich-

nen. Neue Einsatzfelder in der Automatisierung sowie im Straßenverkehr wurden

gesucht./9/

Gefördert wurde die Technologie in den 80ern besonders durch die Entscheidung

mehrerer amerikanischer Bundesstaaten sowie von Norwegen, RFID im Straßenver-

kehr für Mautsysteme einzusetzen./9/

In den 90ern setzte sich die RFID- Technik für Mautsysteme weiter in den USA

durch. Es wurden neue Einsatzgebiete für RFID erschlossen, in dem Systeme für Zu-

gangskontrollen, bargeldlosem Zahlen, Skipässe, Tankkarten, etc. entwickelt wurden.

Das Jahr 2000 brachte einen starken Preisverfall

s.Abb.1.0

der RFID- Technik durch

Massenproduktion mit sich, der den Einsatz von RFID -Tags auch in Verbrauchsge-

genständen ermöglichte. Die Technologie hatte sich allerdings so schnell entwickelt,

dass es versäumt worden war, Industriestandards zu definieren./1/

Diplomarbeit 9

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EINLEITUNG

Patent US06018299

Radio frequency identification tag having a printed antenna and method

Motorola Inc, issued 01/25/2000

,,A radio frequency identification tag includes a radio frequency

identification tag circuit chip coupled to an antenna including
a conductive pattern printed onto a substrate. The substrate may

form a portion of an article, a package, a package container,

a ticket, a waybill, a label and/or an identification badge..."

Abb.1.0 Patentanmeldung

/10/

Heute wird die RFID- Technik eingesetzt, um die Identifikation von Objekten über

maschinenlesbare Barcodes hauptsächlich zu ersetzen. Dies wird besonders durch

die schnellere Taktzeit und einfacherer Handhabung der RFID- Systemen in den au-

tomatisierten Anlagen begründet.

Die Zukunft verbirgt bei der ortsauflösenden Lokalisierung von Transponder in Ge-

bäuden ein großes Potential. Insbesondere bei den passiven Transpondern. Diese be-

nötigen keine zusätzliche Stromversorgung und sind in sehr kleinen und dünnen

Formen erhältlich.

Zumal die RFID- Systeme über elektromagnetischen Wellen kommunizieren, ist es

naheliegend, die Lokalisierung dieser Transponder durch unterschiedliche Signal-

charakteristiken zu untersuchen.

Am Fraunhofer Institut in Stuttgart gibt es nun die Möglichkeit einen Beitrag zu die-

ser rasanten Entwicklung im Rahmen der Diplomarbeit beizusteuern.

1.2 Problemstellung und -abgrenzung

Bei der Lokalisierung von Objekten gibt es bereits eine Vielzahl von etablierten Prin-

zipien. Die meisten Verfahren basieren auf der Analyse und Verarbeitung von Sig-

nalcharakteristiken.

Für einige Systeme davon ist ein aktives und somit wartungsunfreundliches Zusatz-

Equipment (z.B. batteriebetriebene Sender) notwendig, dass an ein Ortungsobjekt zu

koppeln ist. Bei anderen ist sogar eine Sichtverbindung zwischen Objekt und Meß-

system erforderlich (z.B. Bildverarbeitung), die jedoch störanfällig oder nicht an-

wendbar ist. Störfaktoren sind u. a. diffuses Licht und Staub.

Diplomarbeit 10

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EINLEITUNG

Auf der konzeptuellen Ebene soll ein Verfahren zum Lokalisieren von Objekten mit

Hilfe der RFID- Transponder entwickelt werden. Dabei soll vor allem nach geeigne-

ten Berechnungsverfahren, hochpräzisen Meßsystemen und für die Objektlokalisie-

rung geeigneten RFID- Systemen recherchiert werden. Eine detaillierte

Verhaltensanalyse von elektromagnetischen Wellen in elektronischen Bauelementen

sowie die Entwicklung neuer RFID Transponder zählen nicht dazu.

1.3 Ziel der Arbeit

Die Aufgaben der Diplomarbeit befassen sich mit folgenden Themen:

· Erarbeiten von Grundlagenwissen über die RFID- Technik,

· Beschaffung eines geeigneten passiven RFID­ Systems zur Objektlokalisierung

mit dem Hauptmerkmal Reichweite,

· Beschaffung von Messinstrumenten zur Analyse von RFID- Signalen,

· Untersuchung der übertragenden Signale bei der Kommunikation zwischen

einen RFID- Lesegerät und Transponder, für mögliche Ansatzpunkte bei der

Laufzeitmessung bzw. Objektlokalisierung,

· Analyse theoretischer Verfahren zur Objektlokalisierung,

· Analyse theoretischer Verfahren bei der Hardwareumsetzung, insbesondere

die hohe Anforderungen an das Zeitmeßsystem,

· Konzepterstellung zur ortsauflösenden Lokalisierung der RFID- Transponder

und gegebenenfalls Realisierung mit Hilfe eines dieser Verfahren.

1.4 Vorgehen

Die Ziele der Diplomarbeit wurden bereits im Kapitel 1.3 näher spezifiziert. Hier

werden die Vorgehensweisen und die Ziele näher erläutert:

· RFID- Technik ist neu und wird momentan nicht an den Hochschulen gelehrt,

deshalb gilt sich zuerst, in die Thematik einzuarbeiten,

· Nachdem ausführlich in Fachbüchern, Internet, Dissertationen und Patentblät-

tern über das Thema RFID recherchiert worden ist, gilt es sich nun das Grund-

lagenwissen über die Objektlokalisierung anzueignen. Die Recherche nach

angebrachten Berechnungsverfahren erfolgt analog zu RFID,

Diplomarbeit 11

---

EINLEITUNG

· Eine Recherche nach einen geeigneten Zeit- oder Winkelmeßsystemen, dass

die hohen Anforderungen zu erfüllen hat erfolgt als nächstes sowie deren An-

schaffung,

· Zeitgleich erfolgt die Anschaffung eines passiven RFID- Systems,

· Durch die hohe Frequenzbandbreite der RFID- Systeme werden Oszilloskope

und ein Spektrumanalysator für die Signalanalyse benötigt. Darauf erfolgt ei-

ne Anfrage an die verschiedenen Hersteller um sicherzustellen in welchem

Umfang die Verfügbarkeit und die Kosten eine Rolle spielen,

· Um die gemessenen Parameter zu verarbeiten wird ein geeigneter Mikrocont-

roller ausgesucht und in Betrieb genommen. Später sollen alle Komponenten

durch den Mikrocontroller gesteuert werden. Infolgedessen soll auch ein

kompletter Systemaufbau ausgearbeitet werden,

· Als nächstes werden die mathematischen Gleichungssysteme zur Positionsbe-

stimmung aufgestellt. Diese dienen als Grundlage zum weiteren Systemauf-

bau,

· Die Hardwareumsetzung basiert auf der Auswahl eines der Berechnungsver-

fahren. Nach diesem arithmetischen Verfahren wird das Konzept bzw. Umset-

zung in die Hardware realisiert,

· Für die Kommunikation zwischen einen System zur Lokalisierung von Objek-

ten und dem PC wird ein Mikrocontroller ausgesucht. Dieser wird für die Be-

rechnung der Positionen unter umständen zuständig sein.

Diplomarbeit 12

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2 Grundlagen

Dieses Kapitel beinhaltet eine kurze Einführung über die allgemeine Thematik der

RFID- Systeme. Die Ansätze und Hilfsmittel zur Objektlokalisierung sowie die ver-

wendeten Messinstrumente werden vorgestellt.

2.1 Radio Frequenz Identifikation

Eine Möglichkeit, mit Funksignalen Objekte zu lokalisieren, stellen RFID- Transpon-

der dar. RFID- Transponder sind kleine Systeme mit Prozessor, Speicher und Anten-

ne, die jedoch über keine eigene Stromversorgung verfügen

s.Abb.2.0

. Die

notwendige Energie zum Arbeiten wird aus den Funksignalen über die Antenne ge-

wonnen, welche aus einem Schreib-/Lesegerät ausgesendet werden. So können Daten

in den Speicher geladen oder zurückgefunkt werden. In der Regel wird eine Objekt

ID an das System übermittelt./11/

RFID - Transponder

s

Elektromagnetische W

Elek

e

tromagnetische W llen

Schreib-/

r

Lesegerät

Mik

Mi r

k oc

o hip

i

Ante

An nne

te

Energie

Ante

An nne

te

Daten

te ü

n be

b r

e t

r ragu

ra

ng

gu

Abb.2.0 RFID

Grundprinzip

Das Gebiet der berührungslosen Identifikationssysteme ist sehr komplex, deshalb

sind einige Unterscheidungsmerkmale zu betrachten

s.Abb.2.1

. RFID- Systeme sind

zu unterscheiden bezüglich der Bauform der Transponder, der Energie- und Daten-

Diplomarbeit 13

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GRUNDLAGEN

übertragung, der Übertragungsfrequenz, der Modulationsverfahren und der Reich-

weite.

RFID -

RF

Merkmale

l

Baufor

f m

Energie-

m

Energi

ver

ve s

r o

s r

o gung

Speicher

Betriebsfrequenz

gung

Speicher

Betriebsfrequen

Passiv:

v

Dis

Di c

s tag

Energieversorgung

so

rgung

Read

Re

Onl

On y

l :

LF:

tag

Gla

Gl ss

s ta

s

g

durch Les

durc

egerät

festcod

fest

i

cod erte

ert Serienn

Ser

ummer

125 kHz

tag

Key tag

ta

Aktiv:

OTP:

HF:

ISO- Card

Eigene Batte

a rie

einmal

einma be

b schreibb

eib ar

13.56 MHz

Sma

Sm rt L

r

abel

Semi-Aktiv:

Read

Re

/Wr

ad

i

/Wr te

i :

te

:

UHF:

etc.

Stü

t tzba

t

tterie für

Me

M hrma

hrm ls beschreibbar

a

868

8

MHz, 2.4

. 5

4 GHz

Mikrochip

Rei

Re c

i hwe

hw i

e te

Betri

r eb

e sart

Fehlerkennung

Codieru

Codi

n

eru g

sart

Fehlerkennung

Antiko

Anti ll

ko i

ll sion

s

Modula

Modul tion

a

Codierung:

Clos

Cl e

os Coupl

ou i

pl n

i g:

Vollduplex

l

:

duplex

Fe

F hl

e er

hl er

er k

er e

k n

e n

n un

u g

n :

Ma

M nc

a hest

nc

er

hest

Reichweit

Reichw e

eit n von 0 -

vo

0.

0 01 m

0

Gleichze

Gleichz itig

it Energie-

ig

und

Erkennung und

ung un Kor

d

rektu

t r

NRZ-Code

Remo

e

te Coupling:

uplin

Dat

Da e

t nübertrag

tra un

u g

von Fehle

vo

rn

RZ-

RZ Co

C d

o e

Reichweit

Reichw e

eit n von 0 ­

vo

1 m

Halbduplex:

lbduplex

An

A tikollisio

o

n:

Modula

l t

a io

i n:

n

Long Rang

ng Ran e:

Abwechselnd

Ab

Energie-

r

Gleich

Gleic zeitig

zeit m

ig e

m hrere

Frequenz

Reichweit

Reichw e

eit n von ü

o

ber 1 m

und Dat

und Da e

t nübe

b rtragung

t

Tran

Tra spo

p nder

Amplit

Amp u

lit de

Phase

as

Abb.2.1 Unterscheidungsmerkmale von RFID- Systemen

Mit RFID- Transponder wird jedoch keine Positionsbestimmung durchgeführt. Es

dient lediglich zur Verfolgung von Objekten anhand von Wegpunkten (Transport,

Produktion).

Bauformen der Transponder

Transponder gibt es in den unterschiedlichsten Formen

s.Abb.2.2

. Die Form eines

Transponders hängt von dem Einsatzgebiet und der eingesetzten Frequenz ab. Auch

das Material des Gehäuses ist auf die Anwendung anpassbar. Somit können

Transponder sowohl in rauer Industrieumgebung als auch im Dienstleitungsbereich

eingesetzt werden.

Diplomarbeit 14

---

GRUNDLAGEN

Abb.2.2 Bauformen der Transponder

Reichweite

Die RFID- Systeme werden bezüglich ihrer Reichweite in drei Bereiche unterteilt,

Close Coupling-, Remote Coupling- und Long-Range-Systeme.

o Close Coupling

Bei Close Coupling-Systemen liegt die Reichweite im Bereich zwischen

d = 0 - 1 cm. Der Betrieb von Close Coupling-Systeme ist im Frequenzbereich zwi-

schen f = 1 Hz ­ 30 MHz möglich. Anwendung finden die Close Coupling-

Systeme bei elektronischen Türschließanlagen oder bei kontaktlosen Chipkarten-

systemen mit Zahlungsfunktion./3/

o Remote Coupling

Remote Coupling- Systeme verfügen über eine Reichweite von bis zu d = 1 m. Die

Kopplung zwischen Lesegerät und Transponder ist bei Remote Coupling- Syste-

men induktiv (magnetisch). 90 ­ 95 % aller verkauften RFID- Systeme gehören zu

den induktiv gekoppelten Systemen

s.Abb.2.7

. Remote Coupling- Systeme arbei-

ten bei Frequenzen zwischen f = 100 kHz, 135 kHz, 6.75 MHz, 13.56 MHz und

27.125 MHz./3/

o Long-Range

Mit Long-Range-Systemen werden Reichweiten von d 1 ­ 10 m und größer er-

reicht. Diese Systeme arbeiten im Mikrowellenbereich, bei Frequenzen von

f = 915 MHz, 2.45 GHz, 5.8 GHz, 24.125 GHz. Solche Systeme unterscheiden sich

Diplomarbeit 15

---

GRUNDLAGEN

von den beiden anderen in der Energieversorgung der Transponder und im Da-

tenübertragungsverfahren.

Energieversorgung

Passive Transponder besitzen keine eigene Energieversorgung. Sie beziehen die be-

nötigte Energie aus dem Feld des Lesegeräts. Aktive Transponder hingegen verfügen

über eine Batterie, die zum Betrieb des Mikrochips benötigt wird. Eine induktive

Kopplung besteht zwischen der Spule im Transponder und der Spule im Lesegerät.

Eine Voraussetzung, damit das System überhaupt funktioniert, ist, dass die Entfer-

nung zwischen Lesegerät und Transponder sehr viel kleiner ist, als die Wellenlänge

der verwendeten Frequenz

s.Abb.2.3

. Das bedeutet, dass diese RFID- Systeme im

Nahfeld einer Antenne arbeiten.

Abb.2.3 Nahfeld, Fernfeld und Richtcharakteristik der RFID- Antennen /3/

Unmittelbar an der Antenne wird ein magnetisches Feld erzeugt, das elektrische

Feldlinien in den Raum induziert. Bei einer Entfernung von /2 löst sich das elekt-

romagnetische Feld von der Antenne ab und wandert als elektromagnetische Welle

in den Raum./3/ Die theoretisch maximale Entfernung zwischen einen Transponder

und einen Lesegerät bei einer Frequenz von f = 13.56 MHz beträgt d = 3.51 m.

Das erzeugte Magnetfeld des Lesegeräts fällt mit zunehmender Entfernung d um d-3

ab. Das bedeutet, dass eine Verdoppelung der Feldamplitude zu einer Vergrößerung

der Reichweite um den Faktor 1.26 führt. Bei Entfernungen bis zu einem Meter und

größer muss die Sendeleistung des Lesegerätes erheblich erhöht werden. Aufgrund

der gängigen EMV- Vorschriften ist eine uneingeschränkte Erhöhung der Sendeleis-

tung nicht möglich. Diese Systeme finden Einsatz im Frequenzbereich zwischen

f = 100 kHz und 135 kHz (2400 m < <

3240

m) und bei einer Frequenz von

f = 13.56 MHz ( = 22.1 m)./2/

Diplomarbeit 16

---

GRUNDLAGEN

Datenübertragungsverfahren

Bei RFID- Systemen werden zwei unterschiedliche Verfahren zur Datenübertragung

verwendet. Dabei ist zu unterscheiden zwischen Voll- und Halbduplexverfahren.

o Halbduplexverfahren (HDX)

Das Halbduplexverfahren zeichnet sich dadurch aus, dass die Energieübertra-

gung und die Datenübertragung zwischen Lesegerät und Transponder abwech-

selnd statt finden. Transponder, die im Halbduplexbetrieb arbeiten, besitzen

einen Kondensator auf dem Mikrochip, zur Speicherung der Versorgungsspan-

nung. Sobald ein Transponder in das Feld eines Lesegerätes gelangt, wird er akti-

viert. An der Antennenspule des Transponders wird eine Spannung induziert. Sie

wird gleichgerichtet und lädt einen Kondensator auf. Somit steht dem Mikrochip

eine Versorgungsspannung zur Verfügung. Der Transponder generiert ein vom

Energieträger unabhängiges Datensignal und sendet dieses an das Lesegerät. Die-

ses Verfahren wird hauptsächlich bei induktiv gekoppelten Systemen einge-

setzt./2/ Durch getrennte Daten- und Energieübertragung können beide

Funktionen getrennt voneinander optimiert werden. Sie erzielen dabei einen bes-

seren Wirkungsgrad als bei Vollduplexverfahren. Ein Nachteil sind die hohen

Herstellungskosten.

o Vollduplexverfahren (FDX):

Das Vollduplexverfahren zeichnet sich dadurch aus, dass Energie- und Daten-

übertragung gleichzeitig stattfinden. Der Sender bewirkt eine ständige Energie-

übertragung, wenn das System aktiv ist. Parallel dazu erfolgt die

Datenübertragung zwischen Sender und Empfänger. Einsatz finden diese Syste-

me zum Beispiel bei der Zutrittskontrolle. Sobald ein Code eingelesen wird, der

in der Datenbank abgelegt ist, wird der Zugang frei gegeben./2/ Der Vorteil ist die

einfache und kostengünstige Realisierung der Transponder. Die negativen As-

pekte sind geringe Flexibilität und ein geringer Wirkungsgrad.

Diplomarbeit 17

---

GRUNDLAGEN

Im Folgenden werden Verfahren

s.Abb.2.4

zur Datenübertragungsart beschrieben.

Datenübertragungsverfahren

Halbduplex

Vollduplex

Sequentiell

Parallel

Lastmodulation

Subharmonisches Verfahren

Modulierter Rückstrahlquerschnitt

Anharmonisches Verfahren

Abb.2.4 Datenübertragungsverfahren

Die

Lastmodulation

findet Einsatz bei induktiv gekoppelten Systemen. Für diese

Modulationsart ist die Resonanzfrequenz des Transponders auf die Sendefrequenz

des Lesegeräts abzustimmen. Sobald ein Transponder

s.Abb.2.5

in das magnetische

Wechselfeld eines Lesegerätes gelangt, gerät er in Resonanz. Dies bewirkt, dass dem

Feld zusätzliche Energie entzogen wird. Über den Speisestrom der Antenne des Le-

segerätes kann die zusätzlich entnommene Energie ermittelt werden. Im Transpon-

der befindet sich parallel zum Schwingkreis ein Lastwiderstand, der den

Schwingkreis dämpft. Durch Ein- und Ausschalten des Widerstands erfolgt die Mo-

dulation. Die Wirkung entspricht einer ASK- Modulation./2/

Das Verfahren des

modulierten Rückstrahlquerschnitts

wird fast ausschließlich bei

Systemen im Mikrowellenbereich eingesetzt. Der Rückstrahlquerschnitt gibt Auf-

schluss darüber, wie stark ein Objekt elektromagnetische Wellen reflektiert. Anten-

nen in Resonanz weisen einen besonders starken Rückstrahlquerschnitt auf.

Beispiel: Das Lesegerät

s.Abb.2.5

strahlt eine Leistung P1 ab. Ein Teil der an der An-

tenne des Transponders ankommenden Leistung wird reflektiert. Die Reflexionsei-

genschaften der Antenne werden durch Ändern der an der Antenne angeschlossenen

Last beeinflusst. Zur Modulation erfolgt am Antennenanschluss entweder ein Kurz-

schluss oder eine Leistungsanpassung. Der Kurzschluss bewirkt die vollständige Re-

flexion der empfangenen Energie. Eine Leistungsanpassung hat zur Folge, dass die

empfangene Energie im Abschlusswiderstand absorbiert wird. Auf diese Weise er-

folgt die Übertragung der im Transponder abgelegten Daten zum Lesegerät. Der

modulierte Rückstrahlquerschnitt, auch ,,modulated backscatter" genannt, entspricht

in der Wirkung der ASK- Modulation./2/

Diplomarbeit 18

---

GRUNDLAGEN

N

S

Schreib-/Lesegerät

Tag

Tag

Schreib-/Lesegerät

Induktive Kopplung (LF, HF)

Backscatter Prinzip (UHF)

- Nahfeld -

- Fernfeld -

Abb.2.5 Unterscheidungsmerkmale von RFID- Transponder

Das

subharmonische Verfahren

wird häufig bei einer Arbeitsfrequenz von

f = 128 kHz eingesetzt. Das bedeutet, dass die Sendefrequenz des Lesegerätes

f = 128 kHz beträgt. Im Transponder erfolgt eine ganzzahlige Teilung, meist wird die

Frequenz halbiert. Das erzeugte Signal wird mit den Daten im Transponder modu-

liert und zurück an das Lesegerät gesendet. Für die Realisierung dieses Verfahrens

ist eine Transponderspule mit Mittelanzapfung notwendig./3/

Beim

anharmonischen oder oberwellen Verfahren

erfolgt die Datenübertragung

durch FSK- Modulation. Das Lesegerät überträgt zum Transponder Erregerimpulse,

die den Transponder mit Energie versorgen. Dieses Datenübertragungsverfahren

findet bei Fixcodesystemen Anwendung. Ein Fixcodsystem besteht aus einer Lese-

einheit und mehreren Codeträgern. Jeder Codeträger besitzt einen nicht veränderba-

ren Code. In der Leseeinheit sind die verschiedenen Codes abgelegt./3/

Übertragungsfrequenzen

RFID- Systeme erzeugen elektromagnetische Wellen und strahlen sie ab. Aus diesem

Grund sind sie als Funkanlagen zu betrachten./2/ Es gibt spezielle Frequenzbereiche

für Funkübertragungen

s.Abb.2.6

. Die wichtigsten Frequenzbereiche sind

f = 0 ­ 135 kHz, 13.56 MHz, 27.125 MHz, 40.68 MHz, 433.93 MHz, 869 MHz, 915 MHz

(nicht in Europa), 2.45 GHz, 5.8 GHz und 24.125 GHz. Jede Frequenz ist mit einer

maximal erlaubten Sendeleistung zugelassen.

Diplomarbeit 19

---

GRUNDLAGEN

Abb.2.6 Frequenzbereiche

/3/

Aus den möglichen Frequenzbereichen dieser RFID- Systeme haben sich nur vier

deutlich durchgesetzt

s.Abb.2.7

.

Abb.2.7 Verbreitung der Frequenzbereiche und ISO Normen /3/

Zu beachten ist, dass nicht in jedem Frequenzbereich eine Standardisierung stattfin-

det, d.h. dem Hersteller bleibt es überlassen wie die Kommunikation zwischen einem

Transponder und einem Schreib-/Lesegeräts erfolgt.

Diplomarbeit 20

---

GRUNDLAGEN

Die kurzen Wellenlängen im UHF- Bereich ermöglichen für RFID- Systeme die Kon-

struktion von Antennen mit weitaus kleineren Abmessungen und besserem Wir-

kungsgrad, als dies auf Frequenzbereichen unter f = 30 MHz möglich wäre.

Modulationsverfahren

Eine drahtlose Übertragung von Signalen erfordert eine Umsetzung der Signale in

eine höhere Frequenzlage. Dies wird durch die Modulation eines sinusförmigen Trä-

gersignals erreicht. Ein Unterscheidungsmerkmal der verschiedenen Modulations-

verfahren ist das modulierende Signal./2/ Je nach Modulationsverfahren findet eine

Veränderung des Trägersignals in seiner Amplitude, Frequenz oder Phase statt.

Bei RFID- Systemen finden unterschiedliche analoge und digitale Modulationsver-

fahren Anwendung. Bei den analogen Modulationsverfahren handelt es sich um:

o Amplitudenmodulation (AM),

o Frequenzmodulation (FM) und

o Phasenmodulation (PM).

Hierbei dient ein analoges Signal zur Modulation des Trägers. Die digitalen Modula-

tionsverfahren sind:

o Amplitudentastung (ASK),

o Frequenztastung (FSK) und

o Phasentastung (PSK).

Hier dient ein digitales Signal der Trägermodulation. Die Systemhersteller beschrei-

ten bezüglich der verwendeten Modulationsarten sehr unterschiedliche Wege.

Codierung

Das Gebiet der Codierung ist sehr umfangreich und ist daher noch in weitere Berei-

che zu unterteilen.

o NRZ- Code

o RZ- Code

o Manchester- Code

Diplomarbeit 21

---

GRUNDLAGEN

Fehlererkennung bei der Datenübertragung

Ein anderer Bereich der Codierung stellt die Fehlersicherung dar, auf die hier etwas

genauer eingegangen wird. Bei jeder Datenübertragung treten Fehler auf, sei es bei

der Übertragung mittels Leitungen oder über Funk. Deshalb ist es wichtig, im Emp-

fänger eine Fehlererkennung oder eine Fehlerkorrektur zu integrieren. Zur Fehlerer-

kennung gibt es verschiedene Verfahren, diese unterscheiden sich bezüglich der

Sicherheit einen Fehler zu finden. Je größer die Übertragungssicherheit ist, desto hö-

her ist auch der Aufwand für die Fehlererkennung. Tritt ein Übertragungsfehler auf,

besteht die Möglichkeit, die Informationen nochmals zu senden oder eine Fehlerkor-

rektur anzuwenden./2/ Zur Erzeugung von Prüfcodes werden verschiedene Metho-

den eingesetzt. Das sind:

o Querparität (VRC = Vertical Redundancy Check)

o Längsparität (LRC = Longitudinal Redundancy Check)

o Zyklische Blocksicherung (CRC = Cyclic Redundancy Check)

Speicher

Zu unterscheiden ist zwischen drei Arten von Transpondern bezüglich der Speicher-

art. Die Read-only-Transponder sind mit einem ROM ausgestattet. Bei der Herstel-

lung wird eine Seriennummer vergeben und im ROM abgelegt. Die Transponder

senden als Kennung ihre Seriennummer, sobald sie in das HF- Feld eines Schreib-

/Lesegerätes gelangen. Der Vorteil ist die äußerst preisgünstige Fertigung der

Transponder. Beschreibbare Transponder verfügen je nach Anwendung über ein

SRAM mit einem Speicherbereich von 1 Byte bis 64 KByte. Die Datenübertragung er-

folgt blockweise. Das heißt, eine definierte Anzahl von Bytes wird zu einem Block

zusammengefasst und als Ganzes übertragen. Dadurch ist eine einfache Adressie-

rung im Chip möglich. Transpondern mit Kryptofunktion ist ein zusätzlicher Spei-

cher nötig, indem der geheime Schlüssel abgelegt wird. Das bewirkt, dass ein

Auslesen und Überschreiben des Speicherinhalts durch unberechtigte Personen nicht

möglich ist./2/

2.2 Ortsauflösende

Objektlokalisierung

In diesem Abschnitt werden die verschiedenen Ansätze und Hilfsmittel zur Lokali-

sierung von Objekten angesprochen.

Diplomarbeit 22

---

GRUNDLAGEN

2.2.1 Ansätze

Bei der Lokalisierung von Objekten werden die Ansätze in drei Gruppen aufgestellt

s.Abb.2.8

.

ANSÄTZE

ABSOLUT

SELBSTORTEND

AUSSERHALB VON GEBÄUDEN

RELATIV

FERNORTEND

INNERHALB VON GEBÄUDEN

Abb.2.8 Ansätze

In der ersten Gruppe wird unterschieden zwischen einer absoluten oder relativen

Positionsbestimmung.

o Bei der

absoluten

Positionsbestimmung ist die Kenntnis der Position unab-

hängig von der vorhergehender. Die zu lokalisierenden Objekte sind sich ihrer

Position exakt bewusst (GPS).

o Die Kenntnis der vorherigen Position ist bei den

relativen

Verfahren nötig.

Über Radsensoren ist es z.B. möglich durch die Integration von Geschwindig-

keit und Beschleunigung die genaue aktuelle Position zu bestimmen. Diese

kann mit der absoluten Positionierung ergänzt werden, wichtig bei Ausfall

dieser Technik Koppelnavigation (mobile Robotik).

In der zweiten Gruppe wird bestimmt wer für die Positionsbestimmung der Objekte

zuständig ist.

o Die

selbstortenden

Systeme haben den Vorteil, dass die Privatsicherheit gege-

ben ist und keine Zugangskontrollen notwendig sind. Sie können sich selbst

orten, d.h. die Positionsbestimmung selbst vornehmen.

o In

fernortenden

Systemen nimmt ein äusseres System die Ortung vor, meist

ein Netzwerk. Der Nachteil eines solchen Systems liegt darin, dass die Privat-

sicherheit des zu lokalisierenden Objektes in diesem Fall nicht mehr gewähr-

leistet ist und daher Zugangskontrollen benötigt werden. Diese Systeme sind

kostengünstiger.

Welche Bereiche eine Ortung von Objekten umfasst sowie die dafür notwendige Inf-

rastruktur wird in der letzten Gruppe erläutert.

Bei der Lokalisierung von Objekten wird primär zwischen der Lokalisierung

inner-
halb

und

außerhalb

von Gebäuden unterschieden

s.Abb.2.9

, wobei das Netzwerkge-

Diplomarbeit 23

---

GRUNDLAGEN

stützte System sowohl innerhalb als auch außerhalb von Gebäuden vorkommen

kann.

Positio

i ns

n be

b sti

s mmung

Außer

Auß h

er alb v

b on

o Ge

G bäu

e

d

bäu en

Inne

I

rhalb v

nne

o

rhalb v n Geb

Ge ä

b ud

u en

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Haupt-

Überl

r agerte

t -

Net

Ne z

t we

w rk-

k

Infrarot-

Funk-

Ult

Ul r

t a-

Systeme

Systeme

gestützt

Bake

Bak n

Baken

schal

sc

l

Visuell

Netzwerk-

hall

Visuell

Netzwerk

gestützt

Acti

Act ve

GPS

GP

DGPS

DG

GSM

Spot

Spo On

Active

Vis

Vi u

s al

On

WLAN

Badge

Bat

Tag

GLONASS

WAAS

MPS

MP

WIPS

WIP

Decc

De a

cc

Cricket

Stereo-

et

Kamera

GALILEO

EGNOS

ParcTa

c

b

OMEGA

Laser

PinPoin

i t

Abb.2.9 Produktübersicht zur Positionsbestimmung

Das satellitenbasierte System hat den Vorteil, dass dieses von Jedermann verwendbar

und meist selbstortend ist. Die Verbreitung von Systemen, die eine Lokalisierung von

Objekten innerhalb von Gebäuden unterstützt, ist sehr gering, da diese Verfahren

den Nachteil haben, sowohl aufwändige als auch kostenintensive Installationen der

Infrastruktur in Gebäuden zu verursachen. Bei den netzbasierten Systemen wird

versucht, durch die schon vorhandenen Infrastrukturen eine Lokalisierung von Ob-

jekten zu bewerkstelligen.

Bei den hier oben im Bild aufgeführten Produkten wird meist ein Berechnungsver-

fahren zur Lokalisierung von Objekten angewandt. In manchen Fällen werden sogar

mehrere Berechnungsverfahren gleichzeitig verwendet.

2.2.2 Übertragungscharakteristiken

Zum Lokalisieren von Objekten werden die dort verwendeten Medien zur Übertra-

gung von Signalen auch in drei Gruppen aufgeteilt

s.Abb.2.10

.

Der größte Unterschied besteht zwischen einem Schallsignal und der eines Radiofre-

quenz- sowie Lichtsignals. Ein Schallsignal hat eine wesentlich geringere Ausbrei-

tungsgeschwindigkeit der gesendeten Welle gegenüber den anderen zwei

Übertragungsmedien. Dies erleichtert die Verarbeitung der Signale in den dafür

notwendigen elektronischen Schaltungen.

Diplomarbeit 24

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GRUNDLAGEN

Übertragungscharakteristiken

Schall

Radiofrequenz

Licht

~ 340 m/s bei 15 °C

~ 300 000 000 m/s

Abb.2.10 Übertragungscharakteristiken

o Die Schallmessung erfordert meist Sichtkontakt und ist temperaturabhängig.

Der Einsatz erfolgt meist bei der Höhenstands- sowie Entfernungsmessung im

Ultraschallbereich, der für das menschliche Ohr nicht hörbar ist.

o Bei der Radiofrequenz kommen die elektromagnetischen Wellen zum Einsatz.

Sie bewegen sich mit Lichtgeschwindigkeit, und die Laufzeit kann mittlerwei-

le präzise bestimmt werden. Die wichtigsten Anwendungen sind Distanzmes-

sungen in der Geodäsie, Astronomie, Navigation, etc. aus der die Laufzeit

errechnet wird.

o Ein Sonderfall ist die Positionsbestimmung nicht bewegender Objekte. Diese

werden sehr häufig mit Lasermessinstrumenten und Stereo-Kameras zuerst

als Objekt erfasst und nachfolgend können die Position und die Lage be-

stimmt werden.

Mit allen drei Verfahren zur Objektlokalisierung können durch die Messung der Sig-

nalstärke, -phase oder -laufzeit die Entfernungen bestimmt werden.

Diplomarbeit 25

---

GRUNDLAGEN

2.3 Verwendete

Messinstrumente

2.3.1 Spektrumanalysator

Für die Analyse der Datenübertragung zwischen einem RFID- Lesegerät und einen

Transponder kommt ein ANRITSU MS2650 Spektrumanalysator zum Einsatz

s.Abb.2.11

. Mit ihm kann die Kommunikationsart bzw. Modulationsart untersucht

werden. Für das Identifizieren von Störfrequenzen der Filterschaltungen ist ein

Spektrumanalysator notwendig. Das Frequenzspektrum von f = 0 ­ 3 GHz kann über

das Eingangssignal erfasst werden. Zusätzlich ist noch ein Dämpfungsglied für den

Signaleingang erforderlich. Dieser dämpft den Gleichspannungsanteil bis zu U= 50 V.

Abb.2.11 Spektrumanalysator Anritsu MS2650

2.3.2 Oszilloskop

Ein Vierkanal Textronic TDS 224 Oszilloskop dient zum Messen und zur bildlichen

Darstellung von Wechselspannungen

s.Abb.2.12

. Pro Kanal können Signale bis

f = 200 MHz gemessen werden.

Abb.2.12 Oszilloskop Textronic TDS 224

Diplomarbeit 26

---

3 Problemanalyse

Das Kapitel Problemanalyse dient dazu, die in der Einleitung identifizierte und ein-

gegrenzte Probleme auf ihre Ursachen zurückzuführen und so Lösungsmöglichkei-

ten zu entwickeln.

3.1 Szenario zur ortsauflösenden Objektlokalisierung

Ein RFID Transponder der mit Hilfe elektromagnetischer Wellen kommuniziert, bie-

tet die Möglichkeit, durch verschiedene Signalcharakteristiken die Lokalisierung von

Objekten durchzuführen. Dazu ist notwendig einen Ansatz zu finden wie mit dem

Heute erwerbbaren RFID- Transpondern eine Lokalisierung durchgeführt werden

kann. Bis Heute gibt es kein Verfahren, dass Zentimetergenau ein Objekt im Raum

schnell, zuverlässig und kostengünstig lokalisieren kann. Folgendes Szenario ist für

diese Problemstellung in der RFID- Technik vorstellbar

s.Abb.3.0

.

Pakete werden mit mehreren Transpondern bestückt. Diese befinden sich auf einer

EURO- Palette. Somit ist die Lage und die Orientierung der einzelnen Pakete be-

stimmbar. Nach dem die Positionen über die Antennen erfasst worden sind, kann ein

Roboter nach dem gewünschten Paket greifen.

Abb.3.0 Szenario zur ortsauflösenden Objektlokalisierung

Diplomarbeit 27

---

PROBLEMANALYSE

Alle bekannten Systeme zur Lokalisierung von Objekten verwenden dabei mathema-

tische oder geometrische Berechnungsmethoden. Nach diesen richtet sich auch die

Konzeption der Hardware. Die vorhandenen Ansätze zur Objektlokalisierung sollen

zusammen mit dem Heute verfügbare RFID- Systemen verknüpft werden.

3.1.1 Methoden der theoretischen Berechnungsverfahren

Die verschiedenen Methoden zur Positionsbestimmung werden in Gruppen einge-

teilt. Ein Einteilung der Berechnungsverfahren erfolg zuerst in GROB und FEIN

s.Abb.3.1

. Das Nachbarschaftsprinzip herrscht bei dem groben Berechnungsverfah-

ren. Bei den feinen Berechnungsverfahren soll die Positionsangabe mit einem defi-

nierten Maßstab bestimmt werden.

Berechnungsverfahren

GROB

FEIN

Nachbarschaft

Richtung

Distanz

Winkel

Signalstärke

Zeit

Phase

COO

AOA

RSSI

TOA

PDOA

TDOA

E-OTD

U-TDOA

Abb.3.1 Methoden der theoretischen Berechnungsverfahren

3.1.1.1 Nachbarschaft

Beim groben Berechnungsverfahren wird ein Objekt als Vorhanden oder nicht vor-

handen lokalisiert. Dieses Verfahren ist auch unter COO (Cell of Origin) bekannt. Es

dient lediglich zur Verfolgung von Objekten anhand von Wegpunkten (Transport,

Produktion). Die Positionsbestimmung wird durch die Zelle in der sich das Gerät

momentan befindet realisiert.

Die einzelnen Berechnungsverfahren der Gruppe FEIN werden als nächstes erläutert.

3.1.1.2 Triangulation

Die Geometrie des rechtwinkligen Dreiecks ist das Messprinzip bei der Triangulation

s.Abb.3.2

. Die Winkelmessung benötigt mindestens zwei Punkte mit bekannter Posi-

Diplomarbeit 28

---

PROBLEMANALYSE

tion. Bei 3D werden mindestens drei Winkel benötigt. Ein bekanntes Verfahren zur

Winkelbestimmung ist Angel of Arrival,

AOA

. Durch Antennen mit Richtungscha-

rakteristik kann ermittelt werden, aus welcher Richtung ein bestimmtes Signal ein-

trifft.

Sinussatz:

C

a

b

c

=

=

sin

sin

sin

b

a

Kosinussatz:

c

a² = b² + c² - 2bc cos

A

B

b² = a² + c² - 2ac cos
c² = a² + b² - 2ab cos

Abb.3.2 Triangulation

Ein Radarsystem in der Schiff- und Luftfahrt ist ein bekanntes Beispiel hierfür. Eine

drehende Antenne empfängt die Signale und misst so deren Eingangswinkel. Oft ist

auch ein Empfänger mit einem Satz von Antennen ausgestattet (z.B. bei GSM- Basis-

stationen).

Dieses Verfahren erfordert entweder kostspielige drehbare oder eine hohe Anzahl

von Richtantennen pro Station. Ein Einsatz solcher Antennen innerhalb von Gebäu-

den ist wegen der Mehrwegausbreitung nicht geeignet. Dieses Verfahren hat aber

den Vorteil, dass je weiter entfernt sich ein Objekt befindet, desto genauer kann der

eintreffende Winkel bestimmt werden und somit auch die Entfernung bzw. die Posi-

tion des Objektes. Eine alternative zur Entfernungsmessung stellt die Messung der

Signalstärke dar, die im nächsten Abschnitt erläutert.

3.1.1.3 Signalstärkemessung

Die einfachste, aber auch ungenaueste Methode zur Entfernungsmessung, stellt die

Messung der Signalstärke dar, auch als RSSI (Received Signal Strength Indicator) be-

kannt. Grundsätzlich nimmt die Signalleistung mit 1/d² ab (d = Abstand zwischen

Sender und Empfänger)

s.Abb.3.3

.

Die Empfangsleistung wird jedoch noch durch zahlreiche äußere Faktoren beein-

flusst, wobei als wichtigste die Freiraumdämpfung, Reflektion an großen Flächen,

Streuung an kleinen Hindernissen und Beugung an scharfen Kanten zu nennen sind.

Durch Reflektion, Streuung und Beugung hervorgerufene Mehrwegausbreitung wird

als ,,Multipathing" bezeichnet. Aus diesen Gründen eignet sich die Messung der Sig-

Diplomarbeit 29

---

PROBLEMANALYSE

nalstärke zur Entfernungsbestimmung nur bedingt und unter Berücksichtigung der

örtlichen Gegebenheiten.

Si

S gnalstärke /

e V

En

E tf

t er

e nun

r

g / m

nun

Abb.3.3 Freiraumdämpfung

Die Methode des ,,Lernen und Vergleichen" wird dabei gerne angewandt. An eini-

gen Wegpunkten wird die Signalstärke zu mehreren Basisstationen gemessen und in

einer Wertetabelle eingetragen

s.Abb.3.4

.

Zur Positionsbestimmung wird dann der ähnlichste Wert gesucht. Die Genauigkeit

der Positionsbestimmung hängt von der Anzahl der in der Trainingsphase verwen-

deten Wegpunkte ab. Der Vorteil bei diesem Verfahren liegt darin, dass keine neuen

Installationen vorgenommen werden müssen. Nachteile liegen im ,,Springen von Po-

sitionen" bei ähnlichen Signalprofilen und vor allem in der aufwändigen Trainings-

phase. Nach Änderungen (z.B. Neupositionierung der Basisstationen, bauliche

Veränderungen) muss außerdem eine neue Trainingsphase durchgeführt werden.

Überlegungen, bei der Trainingsphase ein mathematisches Modell in einer Simulati-

on zu verwenden, führen auch nicht weiter, da es sehr aufwändig ist, ein genaues

Modell der Umgebung zu erstellen. Mit solchem Verfahren wird zum Beispiel im

netzbasierten System mit WLAN geortet. Für die Erstellung dieser Landkarten wer-

den meist empirische Ansätze verfolgt.

Diplomarbeit 30

---

PROBLEMANALYSE

Abb.3.4 RSSI

3.1.1.4 Trilateration

Trilateration ist Positionsbestimmung durch Distanzmessung, die mindestens drei

Referenzpunkten hat. Der technische Aufwand ist geringer als bei Triangulation.

Multilateration wird verwendet um die Genauigkeit zu erhöhen, indem mehr als drei

Referenzpunkte verwendet werden. Bei 3D werden mindestens vier Entfernungen

Diplomarbeit 31

---

PROBLEMANALYSE

benötigt. Die Distanzmessung basiert hauptsächlich auf der Laufzeitmessung von

Signalen.

Laufzeitmessung ist die Messung von Zeitdifferenzen bei der Ausbreitung von

Signalen, wie Schall, Radiofrequenz und Licht. Hierbei wird jedoch zuerst zwischen

einer Einweg und einer Zweigmessung unterschieden.

Einweg:

o Alle Sender oder Empfänger exakt synchronisiert

o Empfänger muss Sendezeitpunkt kennen

o Festgelegte Sendezeitpunkte

o Zeitstempel (erfordert synchronisierte Uhren)

Zweiweg:

o Reflexion des Signals (Echo)

o Benutzt die RTT (Round Trip Time)

o Keine Synchronisation nötig

Basistechniken zur Laufzeitmessung sind TOA, TDOA, E-OTD und U-TDOA. Zur

Berechnung der Position wird die mathematische Gleichung eines Kreises im Raum

aufgestellt

s.Abb.3.5

. Dabei wird nach dem gemeinsamen Schnittpunkt gesucht. Die

Berechnung kann sowohl fernortend als auch selbstortend stattfinden.

y

(xt ­ Ax1)² + (yt ­ Ay1)² + (zt ­ Az1)² = r1²

xt, yt

r

(xt ­ Ax2)² + (yt ­ Ay2)² + (zt ­ Az2)² = r2²

Ax, Ay

(xt ­ Ax3)² + (yt ­ Ay3)² + (zt ­ Az3)² = r3²

x

Abb.3.5 Gleichungssystem bei der Trilateration

Time of Arrival

Aus dem Zeitunterschied zwischen Aussenden und Empfangen eines Signals kann

die Entfernung zwischen Sender und Empfänger ermittelt werden. Dieses Verfahren

ist als

TOA

oder Zweiwegmessung bekannt

s.Abb.3.6

.

Diplomarbeit 32

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PROBLEMANALYSE

2 x r3

2 x r2

2 x r1

Abb.3.6 Time of Arrival

Time Difference of Arrival

Aus den Positionsangaben der Sender und gemessenen Zeitdifferenzen lässt sich ein

Schnittpunkt berechnen auf der sich der Empfänger befindet. Drei Referenzpunkte

senden gleichzeitig Signale aus

s.Abb.3.1

. In diesem Signal befindet sich die Positi-

onsangabe der dazugehörigen Sendeeinrichtung. Dazu ist eine Synchronisation er-

forderlich.

r3 (t=0)

r2 (t=0)

r1 (t=0)

Abb.3.7 Time Difference of Arrival

Diplomarbeit 33

---

PROBLEMANALYSE

Bei GPS geschieht dies mit Atomuhren. Der Empfänger errechnet die Ankunftszeiten

der gleichzeitig gesendeten Signale, die am Empfänger mit unterschiedlichen Verzö-

gerungen ankommen durch eine Signalkorrelation. Durch weitere Referenzstationen

ist eine Bestimmung eines eindeutigen Schnittpunktes möglich.

Bei diesem Verfahren handelt sich es um ein aktives selbstortendes Berechnungs-

prinzip. Der Einsatz solcher kostspieliger Systeme findet meist außerhalb von Ge-

bäuden statt.

E-OTD

Wird die Positionsbestimmung im Mobilgerät vorgenommen, dann wird von

Enhanced Observed Time Difference (

E-OTD

) gesprochen. Dieses Verfahren ähnelt

dem TDoA sehr stark. Hier kommen keine Satelliten zum Einsatz, sondern fest instal-

lierte Antennen. Somit ist eine passive Selbstortung innerhalb sowie außerhalb von

Gebäuden realisierbar. Dabei wird eine Genauigkeit von d = 50 ­ 150 m erreicht. Op-

tional können diese Messungen noch mit einem im Endgerät eventuell vorhandenen

GPS-Empfänger kombiniert werden.

U-TDOA

U-TDOA ist der Gegensatz zum TDOA oder E-OTD. Dort sendet das zu lokalisieren-

de Objekt ein Signal aus

s.Abb.3.8

. Die empfangenen Signale von den jeweiligen An-

tennen werden mit Zeitmarken an ein Zentralsystem weitergeleitet. Die Antennen

untereinander müssen synchronisiert sein. Aus den aufgenommenen Zeitdifferenzen

im Zentralsystem kann die Position bestimmt werden. Dieses Verfahren wird in der

Mobilfunktechnik zur Ortung von Mobiltelefonen angewandt.

r3 (t3)

r2 (t2)

r1 (t1)

Abb.3.8 Uplink Time Difference of Arrival

Diplomarbeit 34

---

PROBLEMANALYSE

Ein noch besseres Ergebnis wird erreicht, wenn der Teilnehmer in der Reichweite

von mindestens vier Basisstationen liegt.

3.1.1.5 Phasendifferenzverfahren

Die Distanz zwischen einem Sender und einem Empfänger lässt sich physikalisch be-

schreiben durch eine Anzahl Wellenlängen und einem Reststück einer Wellenlänge

(Phase). Dieses Verfahren

s.Abb.3.9

wird zur Genauigkeitssteigerung eingesetzt,

wenn Distanzen bis zur Größe der Wellenlänge bestimmt werden.

Distanz = N · Wellenlänge+

Wellenlänge

Abb.3.9 Phasendifferenzmessung

Beim Phasendifferenzverfahren sind hohe Genauigkeiten möglich durch die kontinu-

ierliche Phasenmessung zwischen ausgesendetem und empfangenem Signal.

Als Testsignal kommen Sinusschwingungen zum Einsatz, da nur für Sinussignale

gleicher Frequenz eine Phasenbeziehung definiert ist. Die Schätzung der Phase kann

mit verschiedenen Methoden erfolgen. Neben einer einfachen Nullpunkts- oder Ma-

xima- Detektion an ausgesandtem und empfangenem Signal liefert vor allem die

Schatzung mit Hilfe der DFT sehr gute Ergebnisse. Wichtig bei Implementierung die-

ser Methodik ist vor allem die Abstimmung der Signalfrequenz mit der Abtastrate

des digitalen Systems und der Anzahl der eingelesenen Samples, was wiederum der

Einsatz von Schallsignalen erfordert.

Das oben eingesetzte Verfahren ist auch als Kreuzkorrelation bekannt. Korrelative

Verfahren bewerten mit Hilfe der Kreuzkorrelation die Ähnlichkeiten von ausge-

sandtem zu empfangenem Signal. Die Korrelation kann direkt mit den Sende- und

Empfangssignalen durchgeführt werden, häufig werden auf einen Träger aufmodu-

Diplomarbeit 35

---

PROBLEMANALYSE

lierte Rauschfolgen (Pseudo-Rausch-Sequenzen) nach einer Demodulation im Emp-

fängerteil mit Hilfe der Kreuzkorrelation ausgewertet.

Abb.3.10 Kreuzkorrelation

In dem Beispiel zur Kreuzkorrelation

s.Abb.3.10

wird ein Signal von einem RFID- Le-

segerät am Oszilloskop bei Einschalten getriggert. Das schwächere Signal davon,

muss dabei einen 3.5 m längeren Weg über das Koaxialkabel zurücklegen. Theore-

tisch ist es nun möglich über den aufgenommenen Zeitverlauf am Oszilloskop die

Länge des Kabels zu bestimmen. Zu beachten ist, dass die Ausbreitungsgeschwin-

digkeit einer elektromagnetischen Welle im Kupferdraht etwa 2/3 der Lichtge-

schwindigkeit beträgt. Aufgrund der Samplingraten und unterschiedlichen

Reaktionszeiten kommt jedoch kein sinnvolles Ergebnis dabei heraus.

Aus der Vielzahl der theoretischen Berechnungsverfahren zur Positionsbestimmung

von Objekten soll eine Hardwarekonzeption resultieren. Der Schwerpunkt der Prob-

lemstellung liegt bei der Auswahl zwischen einer Winkel-, Phasen- oder Zeitmes-

sung.

Diplomarbeit 36

---

PROBLEMANALYSE

3.2 Analyse der RFID­ Signale

Für die Analyse von RFID- Signalen ist ein RFID- System erforderlich. Bei der An-

schaffung sind folgende Kriterien sehr wichtig: maximale Reichweite, Arbeitsfre-

quenz, Richtcharakteristik

s.Abb.2.3

, ISO und passive Transponder.

Die maximale Reichweite der Heute erwerbbaren passiven RFID- Systeme beträgt bei

Frequenzen von:

o f = 135 kHz < d = 1 m (ungerichtet)

o f = 13.56MHz < d = 1.30 m (ungerichtet)

o f = 868 / 915 MHz < d = 4 m (gerichtet)

o f = 2.45 GHz < d = 1.50 m (gerichtet)

Bei der Anschaffung eines Systems ist die Arbeitsfrequenz zu berücksichtigen, die in

den GHz- Bereich gehen kann. Dafür sind kostspielige Messinstrumente erforderlich.

Messinstrumente sind wiederum notwendig, um herauszufinden, wie die Kommu-

nikation zwischen einem Transponder und einen RFID- Lesegerät bewerkstelligt

wird.

Nach der Anschaffung eines RFID- Systems soll die Kommunikation zwischen dem

Schreib-/Lesegerät und Transponder untersucht werden. Dies geschieht mit Hilfe der

Messinstrumente. Die Neuanschaffung solcher Messinstrumente, die bis in den GHz

Bereich arbeiten ist sehr kostspielig. Die Messinstrumente aus Kapitel 2.3 stehen zur

Verfügung, deshalb wird bevorzugt nach RFID- Systemen mit Arbeitsfrequenzen im

MHz- Bereich gesucht, die aber jedoch hohe Reichweiten erzielen.

Eine Möglichkeit Distanzmessungen durchzuführen ist mit Zeitmessung realisierbar.

Solche Zeitmeßsysteme müssen hohe Anforderungen bei der Zeitauflösung erfüllen.

Die Zeit ist die entscheidende Messgröße nämlich die, die das Licht benötigt, eine be-

stimmte Strecke zurückzulegen. Das Prinzip ist einfach, die Tücke steckt im Detail,

denn die Geschwindigkeit des Lichts ist bekanntlich recht groß. Als Folge hat man es

mit sehr kleinen Zeiten zu tun. So legt das Licht in nur t = 1 µs bereits d = 300 m zu-

rück. Eine hohe Ortsauflösung erfordert daher höchste Präzision bei der Zeitmes-

sung.

Die gewünschte zeitliche Auflösung ergibt sich aus der Ausbreitungsgeschwindig-

keit der elektromagnetischen Wellen, die entspricht wiederum der Lichtgeschwin-

digkeit. Um eine Auflösung von einem cm zu bekommen, wird ein Zeitmesser der

eine zeitliche Auflösung von mindestens t = 33.3 ps aufweist benötigt. Eine sehr ge-

Diplomarbeit 37

---

PROBLEMANALYSE

ringe Anzahl an Zeitmeßsystemen, die in der Industrie eingesetzt werden, erlauben

eine Auflösung bis zu t = 10 ps.

Die bis Heute kürzeste gemessene Zeitspanne mit Schmierbildkameras be-
trägt t = 250 as. /4/

Nicht zu vergessen ist, dass kein Signal ohne Reflexion und damit ohne Änderung

der Richtung beziehungsweise der Weglänge zum Empfänger gelangt. Dadurch sind

Momentan realistische Zeit- und Winkelmessungen mit hoher Genauigkeit nur

schwer möglich.

3.3 Zusammenfassung

Die Bandbreite der dargestellten Probleme in dieser Diplomarbeit erfordert eine in-

terdisziplinäre Denkweise. Die mangelnde Verbreitung der Informationen zur allge-

meinen Objektlokalisierung von Objekten in Lehrbüchern beschränkt sich auf den

Informationsfluss im Internet.

Diplomarbeit 38

---

4 Lösungskonzept

Im diesem Kapitel wird auf konzeptuellen ebnen der Weg zur Lösung der iden-

tifizierten Probleme beschrieben. Ausgangspunkt sind die Erkenntnisse der vo-

rangegangenen Problemanalyse. Für das Lösungskonzept ist das Aufgreifen der

im vorangegangenen Kapitel identifizierten Problemberichte notwendig.

4.1 Aufstellen des mathematischen Gleichungssystems

Die meisten vorgestellten mathematischen Konzepte zur Berechnung einer Position

sind bei der Hardwareumsetzung entweder kostenintensiv oder ungenau. Aufgrund

dessen wird hier ein neuer Ansatz präsentiert.

Bei diesem Verfahren handelt sich um eine Einwegmessung der Phase ohne Zeitsyn-

chronisation. Und trotzdem kann damit die Lage und Orientierung eines Objektes im

Raum berechnet werden. Eine Abänderung der Funktion der Transponder, ist aber

dennoch erforderlich. Dieser muss subharmonisch, auf einer anderen Frequenz als

die des Schreib-/Lesegeräts ein Signal nach Aufforderung aussenden.

Die Ankunftszeiten der empfangenen Signale an den Antennen L0, L1, L2, L3, die

sich an verschiedenen Stellen im Raum befinden, werden gemessen

s.Abb.4.0

. Dies

geschieht durch ein gemeinsames Zeitmeßsystem, hier im Bild die Zeitachse t. Die

Kommunikation zwischen den Schreib-/Lesegerät (grauer Kasten) und Transponder

(gelber Punkt) findet wie üblich statt. Dabei versorgt das Schreib-/Lesegerät den

Transponder dauerhaft mit Energie.

Diplomarbeit 39

---

LÖSUNGSKONZEPT

t

Lx2, Ly2, Lz2

Lx0, Ly0, Lz0

T

xt, yt, zt

Kommunikation

Lx3. Ly3, Lz3

Lx1, Ly1, Lz1

Energie

Abb.4.0 Verfahren zur ortsauflösenden Objektlokalisierung Skizze Nr.1

Die in den Raum verbreitete elektromagnetische Welle wird von den Antennen zu

verschiedenen Zeitpunkten erfasst

s.Abb.4.1

.

|

|

|

|

t

t

t

t

t

0

1

2

3

t2

t0

T

t

t

3

1

Abb.4.1 Verfahren zur ortsauflösenden Objektlokalisierung Skizze Nr.2

Das erfasste Signal an den Antennen wird beim Empfang an das Zeitmeßsystem wei-

tergeleitet. Dadurch ist es nun möglich bestimmte Entfernungen zu berechnen

s.Abb.4.2

.

Diplomarbeit 40

---

LÖSUNGSKONZEPT

|

|

|

|

t

t

t

t

t

0

1

2

3

t2

r2

t0

t ` = t ­ t

2

2

0

T

r3

r1

t

t

3

1

t ` = t ­ t

t ` = t ­ t

3

3

0

1

1

0

Abb.4.2 Verfahren zur ortsauflösenden Objektlokalisierung Skizze Nr.3

Weiterhin sind die Koordinaten bzw. die Position des Transponders unbekannt. Was

aber bekannt ist, sind die Positionen der Antennen L0, L1, L2, L3 und die Entfernun-

gen r1, r2, r3. Die Distanz r0 ist vom Transponder zum blauen, grünen und braunen

Kreis sowie der Antenne L0 immer gleich groß

s.Abb.4.3

.

|

|

|

|

t

t

t

t

t

0

1

2

3

t2

r2

r0

t0

t ` = t ­ t

2

2

0

T

r3

r1

t

t

3

1

t ` = t ­ t

t ` = t ­ t

3

3

0

1

1

0

Abb.4.3 Verfahren zur ortsauflösenden Objektlokalisierung Skizze Nr.4

Nun kann der Schnittpunkt des Transponders (xt, yt, zt) in einem Raum bestimmt

werden. Die Formel

s.Abb.4.4

für eine Kreisfläche im Raum wird dabei verwendet.

Diplomarbeit 41

---

LÖSUNGSKONZEPT

(Lx0 ­ xt)² + (Ly0 ­ yt)² + (Lz0 - zt) = r0²

|

|

|

|

t

t

t

t

t

0

1

2

3

t2

r0

t0

t ` = t ­ t

2

2

0

T

t

t

3

1

t ` = t ­ t

t ` = t ­ t

3

3

0

1

1

0

Abb.4.4 Verfahren zur ortsauflösenden Objektlokalisierung Skizze Nr.5

In der nächsten Kreisflächengleichung wird zum blauen Kreis die Distanz r0 dazu-

addiert

s.Abb.4.5

. Dabei wird eine Kreisfläche die ihren Mittelpunkt in L1 mit einer

Länge r0 + r1 dargestellt.

(xt ­ Lx1)² + (yt ­ Ly1)² + (zt ­ Lz1) = (r0 + r1)²

|

|

|

|

t

t

t

t

t

0

1

2

3

t2

r0

t0

t ` = t ­ t

2

2

0

T

r1

t

t

3

1

t ` = t ­ t

t ` = t ­ t

3

3

0

1

1

0

Abb.4.5 Verfahren zur ortsauflösenden Objektlokalisierung Skizze Nr.6

Hier wiederholt sich die Berechnung

s.Abb.4.6

. Zu r0 wird r2 dazuaddiert.

Diplomarbeit 42

---

LÖSUNGSKONZEPT

|

|

|

|

t

t

t

t

t

0

1

2

3

(xt ­ Lx2)² + (yt ­ Ly2)² + (zt ­ Lz2) = (r0 + r2)²

t2

r2

r0

t0

t ` = t ­ t

2

2

0

T

t

t

3

1

t ` = t ­ t

t ` = t ­ t

3

3

0

1

1

0

Abb.4.6 Verfahren zur ortsauflösenden Objektlokalisierung Skizze Nr.7

Zu Schluss noch ein letztes Mal die gleiche Berechnung

s.Abb.4.7

. Die zeitlich gemes-

sene Distanz r3 wird zu r0 dazuaddiert.

|

|

|

|

t

t

t

t

t

0

1

2

3

(xt ­ Lx3)² + (yt ­ Ly3)² + (zt ­ Lz3) = (r0 + r3)²

t2

r0

t0

t ` = t ­ t

2

2

0

T

r3

t

t

3

1

t ` = t ­ t

t ` = t ­ t

3

3

0

1

1

0

Abb.4.7 Verfahren zur ortsauflösenden Objektlokalisierung Skizze Nr.8

Nun sind vier Kreisflächengleichungen

s.Abb.4.8

im Raum aufgestellt. Davon schnei-

den drei Kreisflächen gemeinsam im Mittelpunkt der vierten Kreisfläche

s.Abb.4.3

.

Aufgrund der vier Unbekannten r0, xt, yt und zt, sind vier Gleichungssysteme

erforderlich.

Diplomarbeit 43

---

LÖSUNGSKONZEPT

(Lx0 ­ xt)² + (Ly0 ­ yt)² + (Lz0 - zt) = r0²

(xt ­ Lx1)² + (yt ­ Ly1)² + (zt ­ Lz1) = (r0 + r1)²

(xt ­ Lx2)² + (yt ­ Ly2)² + (zt ­ Lz2) = (r0 + r2)²

(xt ­ Lx3)² + (yt ­ Ly3)² + (zt ­ Lz3) = (r0 + r3)²

Abb.4.8 Gleichungssystem zur ortsauflösenden Objektlokalisierung

4.2 Lösungsansätze zum Hardwareaufbau

Das oben genannte Lösungskonzept zur ortsauflösenden Objektlokalisierung ist mit

dem heutigen Stand der Technik nicht mit passiven RFID- Transpondern realisierbar.

Die Reichweiten der passiven RFID- Systeme lassen zu wünschen übrig. Sie betragen

maximal bis zu drei Metern bei Backscattersystemen. Die hohen Reichweiten der

RFID- Systeme sind auf die Richtcharakteristik

s.Abb.4.9

zurückführen. Sie strahlen

nur in einem bestimmten Winkel die Energie aus und somit erzielen sie eine höhere

Reichweite. Was wiederum dazu führt das ein Transponder nicht in beliebiger Lage

identifiziert werden kann.

SCHREIB-/ LESEGERÄT

33°

0 m

2,

3,75 m

60 m

1,

Euro-

1,20 m

Palette

Abb.4.9 Richtcharakteristik einer RFID- Antenne am Beispiel einer EURO Palette

Diplomarbeit 44

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LÖSUNGSKONZEPT

Bei den induktiv gekoppelten Systemen kann keine Lokalisierung stattfinden. Diese

Systeme verändern durch die Lastmodulation nur das Signal des Schreib-

/Lesegerätes. Dadurch wird immer dass Schreib-/Lesegerät lokalisiert. Im Grundla-

genkapitel ist die subharmonische und anharmonische Datenübertragung erwähnt

worden. Diese Prinzipien existieren zurzeit nur in der Theorie und sind in der Praxis

nicht beschaffbar bzw. werden dazu keine Angaben vom Hersteller gemacht. Weitere

Indizien dafür sind die hohen Kosten für die Empfängerschaltungen und die be-

grenzten Reichweiten. Noch geringere Reichweiten resultieren, weil ein Transponder

selbstständig ein Signal auf einer anderen Frequenz zurücksenden muss.

Ein Wermutstropfen bleibt, die Reichweiten der heutigen Transponder beziehen sich

auf die Datenübertragungsgeschwindigkeit, also es dürfen nur geringe Fehlübertra-

gung stattfinden. Fehlübertragungen erhöhen sich mit zunehmender Entfernung. Es

wird nur ein konstantes Sinussignal benötigt, das zwar auch mit zunehmender Ent-

fernung abnimmt, aber dafür kein digitales Signal sein muss, das aus mehreren

Amplituden besteht.

Da eine Veränderung der Chipfunktion eines RFID Transponders nicht ohne weiteres

geht und die Möglichkeit einen Transponder selbst zu bauen nicht gegeben ist, wird

bei der weiteren Vorgehensweise als das zu lokalisierende Objekt

s.Abb.4.10

ein klei-

nes Schreib-/Lesegerät zum Einsatz kommen. Mit einer Arbeitsfrequenz von

f = 13.56 MHz bei einer Amplitude von U = 2 V sendet es Signale aus. Dieses 4 cm

mal 4 cm große Schreib-/Lesegerät hat den Vorteil gegenüber einem Frequenzgenera-

tor, dass er sich per Computer mit seiner festen Frequenz ein- und ausschalten lässt.

Abb.4.10 RFID Lesegerät SkyeRead M1 und die dazugehörige Software

Bei einem Frequenzgenerator muss immer die gewünschte Amplitude und die Fre-

quenz eingestellt werden. Ein Frequenzgenerator besitzt zwar einen Burst- Modus,

dieser arbeitet jedoch nur bis in den kHz Bereich hinein.

Um das erstellte mathematische Konzept in der praktischen Umsetzung zu überprü-

fen, wird ein Objekt (Schreib-/Lesegerät) genau auf einer Linie

s.Abb.4.11

zwischen

Diplomarbeit 45

---

LÖSUNGSKONZEPT

zwei Antennen positioniert. Dieses soll ein Signal aussenden. Somit kann die Zeitdif-

ferenz oder auch die Phasenlage zwischen zwei empfangenen Signalen gemessen

werden.

(Lx0 ­ xt)² = r0²

t0

(xt ­ Lx1)² = (r0 + r1)²

T

r0

T

r1

|

|

|

t1

L x0 = 0 xt

L x1 = 15

t ` = t ­ t

1

1

0

|

|

t

t

t

0

1

Abb.4.11 Positionsbestimmung eines Objektes mit zwei Antennen

Die Zeitmessung soll anhand eines Beispiels

s.Abb.4.12

mit vorgegebenen Werten

überprüft werden. Gesucht ist die x- Koordinaten des Transponders.

Lx0 = 0; Lx1 = 15; r1 = c / ( t1 ­ t0 ) = 7; xt = ?; r0= ?

______________________________________________________

(Lx0 ­ xt)² = r0²

(xt ­ Lx1)² = (r0 + r1)²

______________________________________________________

(0 ­ xt)² = r0²

(xt ­ 15)² = (r0 + 7)²

______________________________________________________

xt² = r0²

xt = r0

(r0 ­ 15)² = (r0 + 7)²

r0² - 30 r0 + 225 = r0² + 14 r0 + 49

______________________________________________________

176 = 44 r0

r0 = 4

xt = 4

Abb.4.12 Rechenbeispiel zur Positionsbestimmung eines Objektes mit zwei Antennen

Für das theoretisch nachgewiesene Messprinzip soll ein Hardwarekonzept erstellt

werden. Dazu ist folgende Aufteilung der Komponenten erforderlich

s.Abb.4.13

.

Diplomarbeit 46

---

LÖSUNGSKONZEPT

Antennen

Dipol

Stab

YAGI

Signalfilterung

Passive Filter

Aktive Filter

Signalverstärkung

Transistorverstärker

Operationsverstärker

Signalwandlung (TTL)

Schmitt-Trigger

Komparator

Zeitmessung

Frequenzgenerator

TDC

TAC

Zeitverarbeitung

Mikrocontroller

Positionsbestimmung

Mikrocontroller

PC

Ausgabe x, y, z

PC

Display

Roboter

Abb.4.13 Aufteilung der Zeitmessung mit zwei Antennen in Pakete

Links im Bild

s.Abb.4.13

ist der Ablauf der Zeitmessung in Gruppen aufgeteilt und

daneben sind die einzelnen Varianten für die Hardwareumsetzung dargestellt.

4.2.1 Antennenarchitektur

Für den Aufbau eines Zeitmeßsystems werde Antennen benötigt. Sie sind in ver-

schiedensten Formen und Strahlungscharakteristiken erhältlich

s.Abb.4.14

.

Diplomarbeit 47

---

LÖSUNGSKONZEPT

Abb.4.14 Antennenvarianten

/5/

Diplomarbeit 48

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LÖSUNGSKONZEPT

Bei der letzten Antenne im Bild handelt sich um eine 40 cm x 40 cm Große RFID- An-

tenne. Die Konstruktion ist notwendig, um genügend Energie auf Entfernungen bis

zu d = 1.3 m für einen Transponder bereitzustellen. Bei den anderen handelt es sich

um Antennen die in verschiedenen Bereichen eingesetzt werden vom Rundfunk bis

zum Mobilfunk. Mit dem Simulationsprogramm Microwave Office können die Ar-

beitsweisen der Antennen untersucht werden. Da das theoretisch erstellte

Berechnungsverfahren Signale nur empfangen soll und auf der Trilateration basiert,

reicht in diesem Fall eine kurze Stabantenne aus.

4.2.2 Aktive und passive Signalfilterung

Zur Signalfilterung stehen aktive und passive Filter zur Verfügung. Die Zeitmessung

erfolgt mit einen f = 13.56 MHz Signal. Dort sind Störfrequenzen im Rundfunkbe-

reich zu erwarten. Ein sehr wichtiges Kriterium bei der Filterung von Signalen ist

nicht nur die Güte, sondern auch die auftretenden undefinierten Signalverzögerun-

gen an elektronischen Elementen. Für die Filterung der Störfrequenzen soll dabei ein

Bandpassfilter zum Einsatz kommen.

Bei den passiven Filtern gibt es zudem eine Kombination aus einem Tief- und Hoch-

passfilter mit einem Kondensator oder einer Spule. Sie haben eine schlechte Filtergü-

te und dämpfen das Signal zu stark ab. Eine andere Möglichkeit ist eine

Schwingkreisschaltung einzusetzen, die in ihrer Resonanzfrequenz als Bandpassfilter

dient

s.Abb.4.15

.

Aktive Filter sind in großer Anzahl vertreten. Sie arbeiten meist mit einem Operati-

onsverstärker und können je nach Filterordnung eine hohe Güte vorweisen, jedoch

entstehen dabei undefinierte Zeitverzögerungen je nach Filterordnung

s.Abb.4.15

.

Die passiven Filterschaltungen aus RC- oder LR- Kombinationen erfüllen im MHz-

Bereich ihre Anforderungen nicht und werden deshalb außer Acht gelassen.

Diplomarbeit 49

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LÖSUNGSKONZEPT

Passiv

Aktiv

Abb.4.15 Schwingkreis LC und Bandpassfilter 2. Ordnung

Hier im Diagramm

s.Abb.4.16

ist zu sehen, dass es für aktive Filterschaltungen sehr

zeitintensiv ist, die optimale Filterung in der Arbeitsfrequenz (f = 13.56 MHz) zu rea-

lisieren.

Aktiv 2. Ordnung

Aktiv 1. Ordnung

Passiv

Abb.4.16 Durchlasskennlinie der Bandpassfilter im Frequenzbereich

Zusätzlich zu den Zeitverzögerungen entstehen zeitliche Signalverschiebungen wenn

der aktive Bandpassfilter nicht hundertprozentig auf die Arbeitsfrequenz abge-

stimmt ist

s.Abb.4.17

.

Diplomarbeit 50

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LÖSUNGSKONZEPT

Aktiv

Referenzsignal

Passiv

Abb.4.17 Entstehende Zeitverzögerungen bei den Bandpassfilter

Signale die aktiv herausgefiltert werden, haben den Nachteil dass die Anzahl der

Bauelemente sehr hoch ist. Jedes Bauteil ist mit einer Toleranz behaftet. Dies hat

Auswirkungen auf die Genauigkeit der Zeitmessung. Der Operationsverstärker weist

nicht immer gleiche Reaktionszeiten auf. Für eine maximale Filtergüte mit minimaler

Dämpfung ist ein Schwingkreis aus LC die beste Wahl.

4.2.3 Aktive Signalverstärkung

Die Nachrichtenübertragung ist naturgemäß unabhängig vom benutzten Übertra-

gungsmedium mit einer Dämpfung der Signale verbunden. Da die empfangenen

Signale meist nicht unmittelbar wahrgenommen werden können, ist eine Verstär-

kung unerlässlich. Für die Verstärkung werden aktive Systeme verwendet. Anstiegs-

geschwindigkeiten bis zu VA = 16000 V/µs sind maximal erreichbar. Für die

Verstärkung des Signals kommen schnelle Transistoren oder integrierte Operations-

verstärker in Frage.

Die Verstärkerschaltung wird direkt nach der Signalfilterung angeordnet. Sie bilden

zusammen mit der Antenne eine Schaltplatine. Das Ziel ist, mit möglichst wenigen

Bauelementen eine Signalverstärkung mit hohen Anstiegsgeschwindigkeiten und

kurzen Reaktionszeiten zu erhalten.

Die Operationsverstärker werden nicht verwendet, weil sie bereits aus Transistoren

bestehen und eine gewisse Reaktionszeit aufweisen. Die Reaktionszeiten eines Tran-

sistors ist dabei wesentlich besser als die der Operationsverstärker.

Diplomarbeit 51

---

LÖSUNGSKONZEPT

In der HF- Technik haben sich zur Verstärkung der Signale Emitterschaltungen be-

währt. Sie haben den Vorteil gegenüber der Basis- und Kollektorschaltung, dass sie

die größte Leistungsverstärkung aufweisen.

4.2.4 Signalwandlung in ein TTL- Signals

Das ausgewählte Zeitmeßsystem erfordert ein TTL- Signal um Messungen durchfüh-

ren zu können. Ein großes Problem dabei ist die so genannte Fußpunkttriggerung

(leading edge timing). Ein ausgesandtes Signal mit einer bestimmten Frequenz wird

mit zunehmender Entfernung unterschiedlich stark gedämpft. Im Bild sind unter-

schiedliche Beispielsignale zu sehen

s.Abb.4.18

.

Um ein Sinussignal in den TTL- Pegel umwandeln zu können, muss ab einem defi-

nierten Schwellwert getriggert werden. Dies soll soweit wie möglich im unteren

Schwellwertbereich stattfinden, sonst entstehen sehr hohe zeitliche Verzögerungen.

In diesem Fall ist eine sehr hohe Frequenz die bessere Wahl

s.Abb.4.18

.

Abb.4.18 Fußpunkttriggerung f = 2.4 GHZ Signal

Bei einer Frequenz von f = 13,56 MHz und gleicher Triggerhöhe sieht das Schaubild

wie folgt aus

s.Abb.4.19

. Es entstehen deutlich größere zeitliche Verzögerungen.

Diplomarbeit 52

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LÖSUNGSKONZEPT

Abb.4.19 Fußpunkttriggerung f = 13.56MHz Signal

Eine Verzögerung von t = 1 ns entspricht dabei einer Ungenauigkeitsessung von ca.

d = 30 cm.

Zur Wandlung eines Sinussignals in ein TTL Signal stehen Schmitt- Trigger oder

Komparatoren zur Auswahl. Das Bauen eines Signalwandlers aus elektronischen

Bauelementen ist nicht sinnvoll. Hier werden die in der Industrie angebotenen Sig-

nalwandler genommen. Sie erfüllen hohe Reaktionszeiten und sind in einem IC- Bau-

stein integriert. Ein Komparator erweist dabei bessere Reaktionszeiten als ein

Schmitt- Trigger, somit wird dieser ausgewählt.

4.2.5 Hardwareumsetzung zur Zeitmessung

Frequenzzähler, TDC- Bausteine und eine TAC- Schaltungen stehen für eine Zeit-

messung zur Verfügung.

4.2.5.1 Frequenzzähler

Frequenzzähler zählt die Anzahl der Null- Durchgänge eines empfangenen bzw.

eingespeisten Signals. Bei einem sinusförmigen Eingangssignal und einer eingestell-

ten Torzeit wird der Zähler die Anzahl der Nulldurchgänge bei einem Wechsel aus

der negativen Amplitude zur positiven zählen. Auflösungen bis zu t = 250 ps sind

möglich.

Diplomarbeit 53

---

LÖSUNGSKONZEPT

Abb.4.20 Frequenzzähler Agilent 53131A/132A/181A

4.2.5.2 Time to Digital Converter

Die Abkürzung TDC steht für Time to Digital Converter. Es sind Bausteine, die Zeit-

differenzen hoch auflösend in digitale Werte umwandeln. Sie tun dies ohne jegliche

analoge Komponenten. Obwohl laut dieser Definition bereits Armbanduhren oder

einfache digitale Zähler zu TDC′s zu rechnen wären, ist der Begriff TDC nur für

Zeitdifferenzwandler hoher Auflösung gebräuchlich. Unter TDC′s wird im allgemei-

nen Wandler mit Auflösungen unter einer Nanosekunde verstanden. Diese Auflö-

sungen sind mit Zählern oder ähnlichem ohne erheblichen Aufwand nicht mehr zu

erreichen und erfordern eigene, darauf zugeschnittene Lösungen. Ihre Realisierung

wurde erst möglich durch die Innovationen in der Halbleitertechnologie. Sie basieren

auf der Durchlaufzeit einfacher logischer Gatter (z.B. Inverter), welche sie für die

Quantisierung der Zeitdifferenz heranziehen

s.Abb.4.21

. Dank der großen Fortschrit-

te bezüglich der Signalgeschwindigkeit, insbesondere im CMOS Bereich, wurde es

möglich, solche TDC′s auf Standard CMOS Prozessen zu realisieren und dabei Auf-

lösungen im Picosekundenbereich zu erreichen.

Abb.4.21 TDC ­GP1 Funktionsprinzip /6/

Diplomarbeit 54

---

LÖSUNGSKONZEPT

Digitale TDC′s können in zwei Gruppen aufgeteilt werden:

o Absolute Verzögerungszeit TDC′s

o Relative Verzögerungszeit TDC′s

Absolute Verzögerungszeit TDC

Diese Art TDC verwendet die absolute Verzögerungszeit von Signalen durch einfa-

che logische Elemente zur Quantisierung der Zeitdifferenz.

In anderen Worten: der Messkreis zählt die Anzahl der Gatter-Durchlaufzeiten, die

in das zu messende Zeitintervall passen. Ein intelligentes Schaltungsdesign, redun-

dante Elemente und spezielle Layout- Methoden erlauben die exakte Rekonstruktion

der Anzahl der Basis-Zeiteinheiten. Die Auflösung hängt direkt von der Basis-

Zeiteinheit des Chips ab. Auflösungen im Bereich von t = 14 ­ 100 ps können mit sol-

chen Messkreisen und gängigen CMOS Technologien erreicht werden. Die Durch-

laufzeit selbst hängt von der Temperatur und der Versorgungsspannung ab. Daher

müssen die gemessenen Werte kalibriert werden. Hierzu werden eine und zwei Pe-

rioden des Referenztaktes vermessen. Idealerweise wird diese Messung und die an-

schließende Berechnung vom TDC selbst ausgeführt.

TDC´s mit absoluten Verzögerungszeiten haben folgende Vorteile:

Die Durchlaufzeit der Inverter kann mit Hilfe einer Phase Locked Loop (PLL) präzise

eingestellt und stabilisiert werden. Sie ist dann von der Versorgungsspannung und

der Temperatur unabhängig. Sehr gute Doppelpulsauflösung und Multihitfähigkeit

ist damit möglich

Relative Verzögerungszeit TDC

Während beim Ansatz mit absoluter Verzögerungszeit die Auflösung von der Ge-

schwindigkeit des verwendeten Halbleiterprozesses abhängt, kann dies bei Verwen-

dung der relativen Verzögerungszeit umgangen werden. Wie im Name angedeutet,

werden bei diesen TDC′s zwei Verzögerungsketten mit unterschiedlichen Basis-

Durchlaufzeiten verwendet. Die relative Verzögerungsdifferenz dient dann als Basis

für die Zeitquantisierung.

Mithilfe eines speziellen Schaltungsaufbaus wird die Auflösung identisch mit der

Differenz zwischen den beiden Gatterdurchlaufzeiten. Damit ist es möglich, eine

Auflösung zu erreichen, die weit unter der Gatterdurchlaufzeit liegt.

Diplomarbeit 55

---

LÖSUNGSKONZEPT

Grundsätzlich sollte bei diesem Verfahren jede Auflösung möglich sein, jedoch gibt

es Beschränkungen aufgrund von Quantisierungsfehler und anderer Fehlerquellen.

In der Praxis erweist sich etwa 1/5 der Gatterdurchlaufzeit als realistisch. Mit moder-

ner CMOS Technologie ist ein Messbereich von wenigen Picosekunden möglich.

Im Anwendungsbereich wird mit der Messung der RTT gearbeitet. Sender und Emp-

fänger sitzen in einem Gerät. Die Distanz d wird wie folgt kalkuliert.

c

t

8 m

d

=

c

3

10

2

s

Bei einer Strecke von einem Kilometer beträgt die Laufzeit t = 1 µs. Soll die Auflö-

sung d = 1 cm betragen, muss die Zeit mit einer Genauigkeit von t = 67 ps erfasst

werden. Der Standard- TDC GP1 mit t = 120 ps Auflösung, kann dies durch Mitte-

lung über vier Messungen erreicht werden.

d

d

=

mittelwert

Anzahl der Messwerte

Durch höhere Mittelungsraten kann sogar eine Auflösung von d = 1mm erreicht

werden und das bei Entfernungen bis d = 14 km./6/ Bei dem Lösungskonzept in der

Diplomarbeit wird eine Einwegmessung realisiert. Daher beträgt die Auflösung

d = 2 cm.

4.2.5.3 Time to Analog Converter

Ein Time to Analog Converter wandelt eine gemessene Zeitspanne in einen analogen

Spannungswert um

s.Abb.4.22

. Dieser Spannungswert kann vor und nach der Mes-

sung jeweils über einen Analog-/Digitalwandler abgelesen werden. Aus der Span-

nungsdifferenz kann über die Formel der Auf- oder Entladezeit eines Kondensators

der Zeitwert ausgerechnet werden.

Diplomarbeit 56

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LÖSUNGSKONZEPT

R

I

R

-

Start

Set

Q

ADC

+

Stop

C

t

Reset

-RC

U(

t)

= U

e

-

(1

)

Abb.4.22 Time to Analog Converter

Über einen TAC lassen sich Zeiten im Picosekunden Bereich messen. Dazu ist aller-

dings ein sehr stabil arbeitender Kondensator notwendig. Mit diesem Messprinzip ist

durchaus eine Zweiwegemessung realisierbar, wenn aber Zeitdifferenzen zwischen

mehreren Antennen gemessen werden soll, dann sind mehrere Kondensatoren erfor-

derlich die exakt die gleichen Kapazitäten besitzen. Die Funktionalität solch eines

Systems ist theoretisch durchaus vorstellbar, leider gibt es in der Praxis keinen detail-

lierten Beschreibungen zur Umsetzung.

Für die Zeitmessung wird deshalb ein TDC- Baustein genommen der bei der Umset-

zung noch detaillierter beschrieben wird.

4.2.6 Programmaufbau der Zeitverarbeitungseinheit

Nach dem die Auswahl bei der Zeitmessung auf einen TDC- Baustein gefallen ist,

kann nun die Verarbeitung der Zeit genauer definiert werden. Der Teil Zeitverarbei-

tung ist zuständig für das Auslesen der gemessenen digitalen Zeitwerte und für das

Einstellen verschiedener Register (Betriebsart)

s.Abb.4.23

.

Der TDC kann nur maximal vier Zeitwerte pro Stoppkanal messen. Das Problem da-

bei ist, wenn das zu messende Signal dauerhaft, d.h. nicht als Burst- Signal vorliegt.

Die Lösung dafür kann per Software behoben werden. Sie sperrt nach einer definier-

ten Zeit die Stoppeingänge.

Diplomarbeit 57

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LÖSUNGSKONZEPT

Start

TDC-GP1 rücksetzen

Sperren der Stoppeingänge

Core-Spannung und die ALU rücksetzen

Parameter für Resolution Adjust Modus einstellen

Messmodus einstellen und 500ms warten

ALU setzen

Freigabe der Stoppeingänge

NEIN

Interrupt FLAG

JA

Daten lesen 8 mal

Adresszeiger quittieren

Stop

Abb.4.23 Routine zur Messung von Zeitwerten in Resolution Adjust Modus

Die Kommunikation zwischen dem TDC- Baustein und dem Mikrocontroller

findet

über den Daten- und Adressbus sowie über den Steuerbus statt.

Der TDC- Baustein stammt von der Firma Acam. Zur Auswahl stehen drei Varianten

mit unterschiedlichen Zeitauflösungen, Anzahl der Kanäle und der Datenbusbreite

zwischen 8-bit und 32-bit. Das GP1- Modell

s.Abb.4.24 links

, mit einem 8-bit Daten-

bus und einer zeitlichen Auflösung bis zu t = 125 ps

wird genommen. Somit ist keine

Neuanschaffung eines 32-bit Mikrocontrollers erforderlich.

Bei dem Mikrocontroller

s.Abb.4.24 rechts

handelt sich um einen Nanomodul-164 der

Firma Phytec. Der Controller C164 selbst stammt von der Firma Siemens. Er stellt ei-

nen 22-bit großen Adressbus sowie einen 16-bit großen Datenbus zu Verfügung. Au-

ßerdem kann auf den Steuerbus zugegriffen werden.

Diplomarbeit 58

---

LÖSUNGSKONZEPT

Abb.4.24 TDC- GP1 Baustein /6/ und NanoModul C164

4.2.7 Programmaufbau zur Berechnung der Position

Für die Implementierung wird aus dem mathematischen Gleichungssystem

s.Abb.4.12

ein Algorithmus erstellt

s.Abb.4.25

.

Start

Initialisieren

Messwerte auslesen

Berechnung der Zeitdifferenzen

Umrechnung auf Distanz

Messwertmittelung

Ausgabe (Hyperterminal)

Stop

Abb.4.25 Routine zur Berechnung der Position

Dafür zuständig wird ebenfalls der Mikrocontroller sein, der auch für die Zeitverar-

beitung erforderlich ist. Dabei ist zu beachten, dass die Entfernungsmessung mit

zwei Antennen

mit einem 8-bit Mikrocontroller realisierbar ist. Eine höhere Anzahl

von Antennen oder unbekannten führt zu Rundungsfehlern bei der Berechnung der

Position im Raum. Rundungsfehler können minimiert werden, in dem ein 32-bit oder

64-bit PC System für die Berechnung zuständig ist. Die Resultate können grafisch am

PC dargestellt werden.

Diplomarbeit 59

---

LÖSUNGSKONZEPT

4.2.8 Ausgabe der Werte

Die Ausgabe der Berechungen und der Zwischenwerte erfolgt über das Hypertermi-

nal

s.Abb.4.26

. Der Mikrocontroller soll über eine serielle RS 232 Schnittstelle mit ei-

nem PC kommunizieren.

Abb.4.26 Hyperterminal

Diplomarbeit 60

---

LÖSUNGSKONZEPT

4.3 Zusammenfassung

Der folgende Aufbau

s.Abb.4.27

soll nochmals verdeutlichen, welche Komponenten

für die Realisierung des Systems ausgewählt worden sind und in welcher Reihenfol-

ge die Realisierung stattfindet.

Antenne

Antenne

Stab

Signalfilterung

Signalfilterung

Passive Filter

Signalverstärkung

Signalverstärkung

Transistorverstärker

Signalwandlung (TTL)

Komparator

Zeitmessung

TDC

Zeitverarbeitung

Mikrocontroller

Positionsbestimmung

Mikrocontroller

Ausgabe x, y, z

PC

Abb.4.27 Ausgewählte Komponenten zur Realisierung eines Zeitmeßsystems

Diplomarbeit 61

---

5 Umsetzung

In diesem Kapitel wird die schrittweise Umsetzung des entwickelten Lösungskon-

zepts in einer konkreten Umgebung dargestellt.

5.1 Verifikation des mathematischen Gleichungssystems

Die Grundaufstellung des Gleichungssystems

s.Abb.4.8

wird nach den Unbekannten

r0, xt, yt und zt als nächstes aufgelöst

s.Abb.5.0

. Mathematica, ein Programm für die-

se Problemfälle liefert folgende Auflösung nach den Unbekannten.

Abb.5.0 Auflösung nach den Unbekannten mit Mathematica (siehe auch Anhang)

Für zt ergeben sich zwei mögliche Lösungen mit einem negativen und positiven

Wert. Die Elimination eines der Werte erfolgt in dem festgelegt wird ob sich ein zu

lokalisierendes Objekt oberhalb oder unterhalb der Antenne befindet.

Aufgrund der Eingabe von Koordinatenpunkten für die Antennen, ist dies die ver-

kürzte Lösung. Die komplette Auflösung nach den Unbekannten xt, yt, zt und r0,

ohne der Eingabe von Antennenkoordinaten, ist im Anhang zu sehen.

Diplomarbeit 62

---

UMSETZUNG

Im der nächsten Zeichnung

s.Abb.5.1

soll zeichnerisch die Richtigkeit des Glei-

chungssystems in einer Ebene überprüft werden. Die Entfernungen der Antennen

untereinander können gemessen werden. Ein Zeitmeßsystem gibt die unterschiedli-

chen Ankunftszeiten aus. Sie müssen auf Längeneinheiten (LE) r1, r2 und r3 umge-

rechnet werden. Die hier zeichnerisch ermittelte Werte für xt = 3.3 LE, yt = 2.2 LE,

zt = 0 LE und r0 = 3.0 LE müssen auch numerisch bewiesen werden.

Gegeben:
Antenne 0

Ax0 = 0 LE; Ay0 = 0 LE ; Az0 = 0 LE

Ly

Antenne 1

Ax1 = 10 LE; Ay1 = 0 LE ; Az1 = 0 LE

Antenne 2

Ax2 = 0 LE; Ay2 = 10 LE ; Az2 = 0 LE

Antenne 3

Ax3 = 10 LE; Ay3 = 10 LE ; Az3 = 0 LE

r1 = 3.7 LE; r2 = 5 LE; r3 = 7 LE

Antenne 2

Antenne 3

10 LE

Gesucht:
xt, yt, zt, ro

r2

r3

r0

r0

Transponder

yt

r0

r0

r1

Antenne 1

0 LE

Antenne 0

xt

Lx

0 LE

10 LE

Abb.5.1 Zeichnerische Ermittlung der Richtigkeit des Gleichungssystems

Die Richtigkeit der Ergebnisse

s.Abb.5.2

ist nachgewiesen. Im Rechenbeispiel

s.Abb.5.2

ist zu sehen, dass für zt anstatt einer Null irgendeine ,,kleine Zahl`` vor-

kommt, mit der man sich weil sie klein ist auch zufrieden stellten kann.

Abb.5.2 Vereinfachte Auflösung nach den Unbekannten mit Mathematica (siehe auch Anhang)

Diplomarbeit 63

---

UMSETZUNG

Sobald gesagt werden soll, ab wann eine Zahl als klein zu gelten hat, kommt man in

Schwierigkeiten, die nicht einfach zu bewältigen sind. Dieser Fragenkreis ist einer

der Gegenstände der modernen Numerischen Mathematik.

Mathematica basiert auf der Fließpunkt- Rechnung. Das heißt, dass jede Zahl durch

eine Dezimalzahl fester Länge approximiert wird, genauer gesagt sind es die Binär-

zahlen bzw. Binärstellen. Nur so können Probleme von realen Größen erst behandelt

werden. Das aber bedeutet, dass bei den meisten Operationen Rundungsfehler ent-

stehen. Das nennt sich ,,numerisches Rechnen``. Manchmal kann eine bessere For-

melwahl die Genauigkeit steigern.

5.2 Konkretisierung der Hardwareumsetzung

Die Umsetzung des Zeitmeßsystems basiert auf dem im Kapitel 4.2 erstellten Lö-

sungskonzept.

5.2.1 Antennen

Die empfangene Signalstärke ist von dem Wirkungsgrad einer Antenne abhängig.

Bei einer Frequenz von f = 13.56 MHz beträgt die Wellenlänge

=

22.12 m. Der Wir-

kungsgrad von Antennen lässt ab einer Größe von /4 deutlich nach. Bereits im Vor-

feld ist untersucht worden, was für eine Signalstärke an einer kurzen Stabantenne

empfangen wird

s.Abb.3.3

. Eine Frequenz von f = 13.56 MHz mit einer Amplitude

von U = 2 V wird von einem Schreib-/Lesegerät ausgesandt. Ein Signal von U = 1 mV

wird aus d = 3 m Entfernung noch mit einer l = 12 cm langen Stabantenne aus Kupfer

(A = 2.5 mm²) empfangen. Das empfangene Signal variiert je nach Entfernung zwi-

schen U = 1 ­ 10 mV. Für den weiteren Aufbau des Zeitmeßsystems sind die gemes-

senen Werte akzeptabel.

5.2.2 Signalfilterung

Für Reihen- und Parallelschwingkreise gelten zur Berechnung der Resonanzfrequenz

dieselben Formeln.

Für die Filterung der Signale wird ein Parallelschwingkreis genommen. Dieser hat

gegenüber dem Serienschwingkreis den Vorteil, dass die zu verstärkende Spannung

bei der Resonanzfrequenz ihren Höchstwert erreicht. Beim Reihenschwingkreis ver-

ändert sich der Stromstärke je nach Frequenz und die Spannung bleibt über den ge-

samten Frequenzspektrum konstant.

Durch eine minimale Anzahl von Bauteilen (Spule und Kondensator) können die

zeitlichen Verzögerungen gegenüber einem aktiven Filter eliminiert werden.

Diplomarbeit 64

---

UMSETZUNG

Für die Überprüfung der theoretischen Werte in der Praxis wird mit einem Fre-

quenzgenerator das Frequenzspektrum von f = 0 ­ 15 MHz durchlaufen

s.Abb.5.4

.

Dabei werden am Ausgang die gemessenen Spannungswerte aufgenommen.

Oszilloskop

Frequenzgenerator

Abb.5.4 Praktische Überprüfung der Bandbreite eines Schwingkreisfilters

Der serielle Widerstand R1 beeinflusst sehr stark die Bandbreite des Parallel-

schwingkreises

s.Abb.5.5

. Die Induktivität der Spule beträgt L = 22 µH und die Kapa-

zität C = 5.6 pF. Daraus resultiert eine Resonanzfrequenz von f = 14.3 MHz. Eine

exakte Anpassung an die f = 13.56 MHz erfordert die richtige Kombination aus In-

duktivitäts- und Kapazitätswerten. Hier reicht es aus, da nur Störfrequenzen in

f = 10 MHz Bereich zu erwarten sind.

R1=10 k

R1=100 k

Abb.5.5 Bandbreite

idealer Schwingkreisfilter

Diplomarbeit 65

---

UMSETZUNG

R1=12.5 k

Abb.5.6 Tatsächlicher

Schwingkreisfilters

Der Vergleich der gemessenen Werte mit den idealen Werten ergibt mit einem Vor-

widerstand RV = 12.5 k ungefähr die gleiche Güte, nur dass sich die Resonanzfre-

quenz bei f = 9 MHz befindet

s.Abb.5.6

. Somit entsprechen die gemessenen Werte

nicht den mit der PSPICE Simulationssoftware idealen Werten. Dies ist auf die Bau-

teilanordnung und Toleranz der Spule und des Kondensators zurückzuführen. Dar-

aus resultiert, dass mit einem Trimmkondensator die Resonanzfrequenz besser

angepasst werden kann.

5.2.3 Signalverstärkung

Die Anstiegsgeschwindigkeit ist ein wichtiges Kriterium bei der Auswahl des geeig-

neten Transistors. Der hier ausgewählte Transistor BFR92P besitzt eine Anstiegsge-

schwindigkeit von VA = 5000 V/µs./7/ Ein weiteres Kriterium ist die Arbeitsfrequenz.

Der Transistor kann mit Frequenzen bis zu f = 3 GHz betrieben werden.

Zur Verstärkung der Signale wird eine doppelte Emitterschaltung angewandt, die

mit einem stabilisierten Arbeitspunkt betrieben wird

s.Abb.5.7

. Mit ihr wird eine ho-

he Verstärkung mit möglichst wenigen Bauteilen erreicht.

Bevor an die Verstärkerschaltung Wechselspannungen angelegt werden, muss zu-

nächst die Schaltung mit Gleichspannung dimensioniert werden, d.h. zu einem ge-

geben Verstärkungsfaktor V, Kollektorstrom IC und zur Eingangsfrequenz f werden

die Widerstände und Kondensatoren der Schaltungen berechnet. Die Schaltung wird

so dimensioniert, dass sie die folgenden Vorgaben erfüllt.

Diplomarbeit 66

---

UMSETZUNG

Betriebsspannung U = 12V

Kollektorstrom IC = 15 mA

Querstrom

IQ = 2.7 mA

Verstärkung V = -5.5

Eingangsfrequenz f = 13.56 MHz

Abb.5.7 Signalverstärkung mit integriertem Parallelschwingkreis

Bestimmung von R7 und R8:

Diese beiden Widerstände müssen mehrere Kriterien erfüllen. Zunächst darf die ma-

ximale Verlustleistung Ptot des Transistors nicht überschritten werden, was den ma-

ximalen Kollektorstrom begrenzt. Bei IC = 30 mA und U = 20 V liegt diese mit

Ptot = 280 mW aber hoch genug, so dass sich daraus keine Mindestgröße für R7 und R8

ableiten lässt.

R 7

+

R 8

0

Andererseits muss über der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors mindestens ei-

ne Spannung von einem Volt abfallen, damit der Transistor sicher im linearen Be-

reich betrieben wird. Somit bedeutet dies für R7 und R8, dass hier über höchstens

U - UCE abfallen dürfen.

Diplomarbeit 67

---

UMSETZUNG

U - U

CE

19V

R 7

+

R

8

<=

=

=

633

IC

30mA

Da die Schaltung eine Spannungsverstärkung von -5.5 haben soll, folgt für R7 und R8:

R 7

=

5.5

R 8

Als letztes Kriterium bleibt noch das Spannungspegel des Ruhesignals. Die Schal-

tung soll laut der Signaldarstellung in der Anleitung so ausgelegt werden, dass das

Ausgangssignal nach oben und unten eine Aussteuerbereich von UA = 5.25 V hat.

Somit muss der Ausgang im Ruhezustand bei U - UA liegen, über R7 sollen also

UA = 5.25 V abfallen. Es ist daher:

U A

5.25V

R 7

=

=

=

370

IC

15mA

Um alle obigen Bedingungen möglichst gut zu erfüllen, wird R7 = 393 und

R8 = 71 genommen.

Bestimmung von R5 und R6:

Da durch R5 und R6 ein Querstrom von IQ = 2.7 mA fließen soll, ergibt sich (der durch

die Basis abfließende Strom wird vernachlässigt):

U

12V

R 5

+

R

6

=

=

=

4400

IQ

2.7mA

Über dem Widerstand R8 fällt eine Spannung von UR8 = 71 · 15 mA = 1.07 V ab und

über der Basis-Emitter-Strecke des Transistors weitere UBE = 0.9 V, so dass in der Mit-

te des von R5 und R6 gebildeten Spannungsteilers ein Potential von UR6 = 1.97 V an-

liegen muss. Somit fällt über R6 ebenfalls eine Spannung von UR6 = 1.97 V ab, und das

Verhältnis der Widerstände R5 und R6 ist:

R 5

U - 2V

10

=

=

R 6

2V

2

Optimal wären die Widerstände R5 = 3.6 k und R6 = 720 . Da es diese Widerstände

nicht gibt, wird R5 = 3.4 k und R6 = 720 gewählt.

Diplomarbeit 68

---

UMSETZUNG

Die Aufgabe des Basiskondensators C4 ist, die Signalquelle von der Spannungsquelle

der Schaltung zu trennen. Es darf weder ein konstanter Strom von der Signalquelle

in die Basis fließen, noch ein konstanter Strom aus dem Spannungsteiler über die

Signalquelle abgezogen werden. Dies stellt der Basiskondensator sicher, da er für

Gleichstrom undurchlässig ist.

Bei der Dimensionierung von C4 ist nur zu beachten, dass der Kondensator das Ein-

gangssignal möglichst gut durchlässt, sein Wechselstromwiderstand muss also klein

gegenüber dem Widerstand der Basis-Emitter-Strecke sein. Letzterer liegt zwischen

RBE = 1k und RBE = 50 k, daher wird C4 so gewählt, dass sein Wechselstromwider-

stand unter RC4 = 1 k liegt.

1

1

R C4

=

=

<<

1

k

·C 4

2

·

·f ·

C 4

Damit ergibt sich für C4 bei einer Frequenz von f = 13.56 MHz

1

C 4

>>

=

11.74pF

2

·

13.56

·

MHz

·1000

Eine Kapazität von C4 = 47 µF wird genommen.

Wie bei der Stabilisierung des Arbeitspunktes erläutert wurde, begrenzt der Emit-

terwiderstand die Verstärkung. Für den Gleichstromanteil ist dies auch sinnvoll (zur

Stabilisierung), allerdings wird auch die Verstärkung des Wechselsstromanteils her-

abgesetzt. Um diesem Effekt entgegenzuwirken, kann ein Kondensator C5 parallel

zum Emitterwiderstand geschaltet werden, der den Ausgangswiderstand eines Emit-

terfolgers (= 1/S) kurzschließen soll. Es muss also der Wechselstromwiderstand des

Kondensators kleiner als 1/S sein. Typischerweise sind dies einige RCS = 10 , also

wird der Kondensator so ausgewählt, dass sein Widerstand kleiner als RCS = 10 ist.

1

1

R C5

=

=

<<

10

·C 5

2·

·

f

·

C 5

Für eine Frequenz von f = 13.56 MHz bedeutet dies für C5:

1

C 5

>>

=

1.2nF

2

·

13.56

·

MHz

·10

Eine Kapazität von C5 = 47 µF wird genommen.

Diplomarbeit 69

---

UMSETZUNG

Der Kollektorkondensator C6 soll das Ausgangssignal glätten. Er muss daher so di-

mensioniert werden, dass er niederohmig gegen R7 = 393 ist. Es muss gelten:

1

C 6

>>

=

30pF

2

·

13.56

·

MHz

·393

Aus praktischen Gründen wird derselbe Kondensator wie am Emitter, also

C6 = 47 µF genommen.

Die Schaltung erreicht einen siebzigfachen Verstärkungsfaktor. Die Berechnung für

die zweiten Emitterverstärker erfolgt gleich

s.Abb.5.7

. Nur anstatt eines Kollektorwi-

derstands wird ein Parallelschwingkreis eingesetzt. Somit wird ein Eingangsignal

von UE = 1 mV auf etwa UA = 5 V verstärkt.

Bei der fertig aufgebauten mehrstufigen Verstärkerschaltung

s.Abb.5.8

wird rechts

oben die Spannungsversorgung angeschlossen, links dient die Stabantenne als Ein-

gangssignal. Die BNC- Buchse wird für das Ausgangssignal benutzt. Die Verstärker-

schaltung ist durchaus noch optimierbar. Der Parallelschwingkreisfilter kann auch

direkt am Basiseingang des Transistors angeschlossen werden.

Abb.5.8 Signalverstärker

Diplomarbeit 70

---

UMSETZUNG

5.2.4 Signalwandlung

Die Komparatoren befinden sich im einen IC- Baustein AD8564AN

s.Abb.5.9

. Jedes

empfangene Antennensignal wird mit einem eigenen Komparator in ein TTL- Signal

gewandelt.

Abb.5.9 Komparatorschalkreis

/8/

Sie schalten bei einem einstellbaren Schwellwert über den Potentiometer R1 = 237 k

ein TTL- Signal durch

s.Abb.5.10

. Dieser ist zwischen Uschwell = 0 - 5 V justierbar. Die

zwei nebenstehenden Kondensatoren dienen zur Spannungsstabilisierung.

Abb.5.10 Signalwandler

(Komparator)

Der Komparator hat eine Reaktionszeit von typisch t = 6.75 ns und max. t = 9.8 ns. Er

ist momentan eines der schnellsten auf dem Markt, was die Reaktionszeit und die

Wandlung in ein TTL- Signal betrifft. Zum Simulieren der Schaltung ist in der Bau-

steinbibliothek von PSPICE kein Bauelement vorhanden.

5.2.5 Entwurf der Zeitmessung

Um eine Zeit messen zu können benötigt der TDC- Baustein zuerst eine stabile Ver-

sorgungsspannung VCC_CORE. Dafür ist der Schaltungsteil um den LM317H dafür zu-

ständig

s.Abb.5.11

.

Diplomarbeit 71

---

UMSETZUNG

U = 12 V

U = 2.7 ­ 5.5 V

Externer Schaltkreis

zur Spannungsstabilisierung

mit LM317.

5

V

U =

re

re

IO

IO

IO

re

co

-

-

-

-

co -

co -

VCC

VCC

VCC

VCC

VC

VCC

PHASE

e

e

e

cor -

IO -

IO -

cor

cor

-

-

GND

GND

GND

GND

GND

Abb.5.11 Stabilisierung der VCC Core Spannungsversorgung

Die Spannung VCC_CORE kann je nach gewünschter Messgenauigkeit zwischen

U = 2.7 - 5.5 V über die Kombination der Widerstände R2K2 = 2.2 k und R5K6 = 5.6 k

eingestellt werden. Die kleinste mögliche Ausgangsspannung VCC_CORE entspricht

dem Wert der Referenzspannung. Dies ist dann der Fall, wenn der R5K6 = 5.6 k und

R10R = 10 Widerstand einen Wert von R = 0 hat. Kondensatoren sind notwendig

um Spannungsschwankungen auszugleichen. Nach dem der Komparator das TTL

Signal durchgeschaltet hat, kann die Zeitmessung über dem TDC- GP1 Baustein er-

folgen.

5.2.6 Zeitverarbeitung

Die gemessenen digitalen Werte am TDC- Baustein werden über einen Mikrocontrol-

ler ausgelesen. Hier im Bild ist der Grobaufbau zu sehen

s.Abb.5.12

.

U = 12 V

U = 2.7 ­ 5.5 V

Externer Schaltkreis

zur Spannungsstabilisierung

V

5

f = 0.5 ­ 35 MHz

U =

1

0

IO

IO

IO

r

e

XT

XT

core -

C -

core -

C -

C -

co -

VC

VC

VC

VCC

VC

VCC

CL REF

PHASE

-

U = 5 V

ALE

SENSE

U = 5 V

RTC-INT

INTFLAG

STOP2

Komparator Pin 13

D0 - D7

DATA 0 - 7

EN STOP2

-

U = 5 V

/RD - P

RDN

STOP1

Komparator Pin 13

/WRL

WRN

EN-STOP1

U = 5 V

/CS0 (A19)

CSN

START

e

e

e

A0 - A7

ADR 0 - 3 N cor

IO

IO

cor

cor

P 1.0

T -

D -

D -

D -

D -

D -

RS

GN

GN

GN

GN

GN

NanoModul C164

TDC - GP1

Abb.5.12 Schnittstellendefinition zwischen dem Mikrocontroller und TDC- GP1 Baustein im Resolution Adjust Modus

Diplomarbeit 72

---

UMSETZUNG

Im Anhang wird genau dargestellt, welcher Pin vom Mikrocontroller mit dem TDC-

Baustein verbunden wird.

Von den verschiedenen Modi die ein TDC bietet ist nur das Resolution Adjust ver-

wendbar. In diesem Modus ist die Auflösung nicht mehr abhängig vom einzelnen

Baustein, nicht mehr abhängig von der Temperatur oder Spannung und absolut

langzeitstabil

s.Abb.5.13

. Es braucht in diesem Modus weder vor noch während des

Betriebes kalibriert zu werden.

Abb.5.13 Resolution Adjust Modus /6/

Beim Resolution Adjust Modus gibt es keinen Start Impuls, da sich die Messeinheit

in einem prinzipiell anderen Betriebsmodus befindet. Es sind folgende Zeiten zu be-

achten:

o Zwischen zwei Ereignissen auf dem gleichen Kanal müssen mindestens t1 = 15 ns

liegen (Doppelpulsauflösung). Liegen Ereignisse näher aneinander wird das

zweite Ereignis nicht erkannt, da es in der Erholzeit des Kanals liegt,

o Zwischen zwei Ereignissen auf verschiedenen Kanälen gibt es keine minimale

Zeit,

o Alle zu messenden Ereignisse müssen innerhalb von t3 = 3.6 µs nach dem ersten

Messpuls auf einen der Stopps kommen (kann optional erweitert werden).

Der Aufbau sowie die Implementierung sind dem Modus entsprechend abhängig.

Diplomarbeit 73

---

UMSETZUNG

TDC GP1

TD

Schnittstelle µC

Kompa

p rat

a orschaltun

t g

Sp

S annungsstabilisierun

annun

g

gsstabilisierun

BNC- Stecker 50

St

Ohm

ecker 50

Sp

S annungsversorgu

annu

n

ngsversorgu g

Abb.5.14 Realisierung des Zeitmeßsystems mit TDC GP1 Baustein

Die vom Komparator gewandelten TTL- Signale werden an die Stoppeingänge des

TDC- Bausteins gelegt

s.Abb.5.14

. Zuvor wird das verstärkte Sinussignal über die

BNC- Adapter an den Komparator geleitet. Über Klemmenanschlüsse werden die

Daten- und Steuerleitungen vom Mikrocontroller in den TDC- Baustein verbunden

s.Abb.5.15

.

xbg

Abb.5.15 Zeitmeßsystem

Bei der Programmierung

s.Abb.5.16

des TDC- Bausteins wird nach dem im Lösungs-

konzept eingeleiteten Weg vorgegangen.

Diplomarbeit 74

---

UMSETZUNG

Abb.5.16 Programmierung des TDC Bausteins

5.2.7 Positionsbestimmung und Visualisierung

Im Resolution Adjust- Modus können maximal vier Hits pro Eingang gemessen wer-

den. Um festzustellen, ob etwas Sinnvolles gemessen wird, werden alle Messwerte

aus dem TDC- Baustein angezeigt

s.Abb.5.17

. Die Werte werden als Entfernungen

umgerechnet und angezeigt. Die Mittelwertbildung erfolgt nach im Kapitel 4.2.5.2

beschriebenem Prinzip.

Diplomarbeit 75

---

UMSETZUNG

Abb.5.17 Visualisierung am Hyperterminal

Die hier abgebildeten Werte sind nur exemplarisch im Programm errechnet worden

und sollen auf der konzeptuellen Ebene die Realisierung darstellen.

5.2.8 Der Gesamtaufbau

Die Messeinrichtung zum Lokalisieren eines RFID- Lesegeräts wird nun in einer Ge-

samtübersicht dargestellt

s.Abb.5.18

. Ein RFID- Lesegerät befindet sich zwischen

zwei Antennen. Dieser kann per Software ein- oder ausgeschaltet werden. Die Ent-

fernungsberechnung des RFID- Lesegerätes soll über die Laufzeitmessung von

Signalen erfolgen. Die zu unterschiedlichen Zeitpunkten an den Antennen

ankommenden Signale werden über das Zeitmeßsystem erfasst. Zuvor werden die

Signale gefiltert und verstärkt. Über den Mikrocontroller werden die gemessenen Be-

fehle ausgelesen und zur Positionsbestimmung weiter verarbeitet. Die Ausgabe der

Messdaten, Zwischenrechnungen und der Position erfolgt über das Hyperterminal.

Die Kommunikation zwischen dem Mikrocontroller und PC sowie RFID- Lesegerät

und PC findet über eine serielle RS 232 Schnittstelle statt.

Diplomarbeit 76

---

UMSETZUNG

Hyperterminal

RFID- Software (Ein/Aus)

Zeitmeßsystem

Mikrocontroller

RFID Lesegerät

Antenne, Filter und Verstärker

Abb.5.18 Der Gesamtaufbau zum lokalisieren des RFID Lesegerätes

Diplomarbeit 77

---

6 Zusammenfassung und Ausblick

Die automatisierte Handhabung von Objekten mit Hilfe von Robotern im innerbe-

trieblichen Materialfluss setzt die Kenntnis der Position und Orientierung des Objek-

tes im Raum voraus. Dieses Problemgebiet ist derzeit Gegenstand der Forschung am

Fraunhofer Institut für Produktionstechnik und Automatisierung in der Abteilung

Robotersysteme. Zu untersuchen war, ob und wie eine ortsauflösende Lokalisierung

von Objekten mit Hilfe von RFID- Transponder mathematisch und technisch reali-

siert werden kann. Der Grund dafür ist, dass die RFID- Technik zunehmend in der

Materialwirtschaft an Bedeutung gewinnt.

Die vorliegende Diplomarbeit leistete dabei einen Beitrag zu einer allgemeinen Theo-

rie und Beschreibung von derzeitigen Systemen zur Objektlokalisierung. Diesbezüg-

lich wurde noch vertieft in die Materie der RFID- Systeme eingegangen. Ein

mathematisch fundierendes Berechnungsmodell basierend auf der Multilateration

wurde modifiziert sowie theoretisch als auch praktisch verifiziert. Das neue Einweg-

Berechnungsverfahren ist unabhängig von der Signalquelle und innerhalb als auch

außerhalb von Gebäuden einsetzbar. Eine absolute Positionsbestimmung mit einer

fernortenden Berechnung ist möglich. Darauf basierend ist nicht nur auf konzeptuel-

ler Ebene eine Hardwareumsetzung erstellt worden, sondern praxisnah umgesetzt in

Form eines Funktionsmusters. Als Alternativen, zur Messung sehr kurzer Zeitab-

schnitte mit hoher zeitlicher Auflösung sind noch verschiedene zum Teil unbekannte

Ansätze beschrieben worden.

Das mathematische Berechnungskonzept war zur Lokalisierung von RFID-

Transpondern gedacht und nun ist es für alle Objekte, die ein Signal aussenden an-

wendbar. Die Besonderheit ist, dass die interne Verarbeitungszeit des sendenden Ob-

jektes vernachlässigt werden kann und es keine kostspielige zeitliche

Synchronisation erfordert.

Es ist eine gute Voraussetzung geschaffen worden, um dieses in der Diplomarbeit er-

stellte Konzept weiter zu verfolgen und die noch offenen Problemstellungen zu lö-

sen.

Diplomarbeit 78

---

Quellenverzeichnis

/ 1 /

Suemer, C. :

RFID- Geschichte - Vom 2. Weltkrieg zum Auto - ID - Center.

http://www.telemat.de , Leipzig, Ausgabe 03.2004,

http://telemat.de/index.php?artikel=624.

/ 2 /

ohne Verfasser

:

Entwicklung eines Mikrochips zur Realisierung EDA-

Zentrum von Identifikationssystemen.

http://www.eda.fh-aalen.de/, Aalen, Ausgabe 05.2004.

http://www.eda.fh-aalen.de/Projekte/identsyst/Dokumente/rfid.pdf.

/ 3 /

Finkenzeller, K. :

RFID-Handbuch.

Carl Hanser Verlag, München, 3. Auflage 2001.

ISBN 3-446-22071-2.

/ 4 /

ohne Verfasser

:

Die schnellste Stoppuhr der Welt.

Max-Planck-Institut für Quantenoptik Garching und TU

Wien, Ausgabe 02.2004, http://nano.ivcon.org.

/ 5 /

Scholz, P. :

Mobilfunk-Antennentechnik.

KATHREIN- Werke KG, Rosenheim, Ausgabe 11.2004,

http://www.kathrein.de.

/ 6 /

ohne Verfasser :

Datasheet TDC-GP1.

Acam Messelektronic GmbH, Stutensee, Ausgabe 12.2003,

http://www.acam.de.

/ 7 /

Tietze, U. ; Schenk, C. : Halbleiter-Schaltungstechnik.

Springer Verlag, Berlin Heidelberg, 12. Auflage 2002,

ISBN

:

3-540-42849-6.

/ 8 /

ohne Verfasser

:

Datasheet AD8564AN.

Analog Devices, Großbritanien, Ausgabe 04.2002,

http://www.analog.com.

Diplomarbeit 79

---

/ 9 /

ohne Verfasser

:

Radio Frequency Identification.

http://www.wikimedia.de, Deutschland, Ausgabe 10.2004,

http://de.wikipedia.org/wiki/Radio_Frequency_Identification

/ 10 /

Beigl, L.W.M.

:

Ubiquitous Computing.

Universität Karlsruhe, Karlsruhe, Ausgabe WS 01/02,

http://www.teco.uni-karlsruhe.de.

/ 11 /

ohne Verfasser

:

Vergleich unterschiedlicher Ortungstechnologien unter Be-

rücksichtigung der Kosten-/Nutzen Aspekte.

MoMa Consortium, Deutschland, Ausgabe 2004,

http://www.mobilesmarketing.com/moma/Downloads/

Trendberichte/MoMa_PosPapier_Ortung.pdf

Diplomarbeit 80

---

Anlagenverzeichnis

Anlage 1

Berechnungen in Mathematica ohne Antennenkoordinaten

Berechnungen in Mathematica mit Antennenkoordinaten

Anlage 2

Schaltplan der Verstärkerschaltung in Eagle

Layout der Verstärkerschaltung in Eagle

Anlage 3

Schaltplan für die Zeitmessung in Eagle

Layout für die Zeitmessung in Eagle

Anlage 4

Verdrahtungsplan zwischen Mikrocontroller und Zeitmeßsystem

Anlage 5

Programm zur ortsauflösenden Objektlokalisierung in C

Diplomarbeit 81

---

Anlage 1

Berechnungen in Mathematica ohne Antennenkoordinaten

Berechnungen in Mathematica mit Antennenkoordinaten

Die Dateien befinden sich auf der beiliegenden CD-ROM.

Anlage 1

---

---

---

---

Anlage 2

Schaltplan der Verstärkerschaltung in EAGLE

Layout der Verstärkerschaltung in EAGLE

Die Dateien befinden sich auf der beiliegenden CD-ROM.

Anlage 2

---

---

---

Anlage 3

Schaltplan des Zeitmeßsystems in EAGLE

Layout des Zeitmeßsystems in EAGLE

Die Dateien befinden sich auf der beiliegenden CD-ROM.

Anlage 3

---

---

---

Anlage 4

Verdrahtungsplan zwischen Mikrocontroller und Zeitmeßsystem

Die Datei befindet sich auf der beiliegenden CD-ROM.

Anlage 4

---

TDC / Pin

TDC / Bez.

Klemme

Kabelfarbe

uC / Bez.

uC / Pin

1

RST_N

x3.12

br

P1.0

x2/20a

2

TEST

x3.11

°

°

°

3

CLK_REF

x3.10

ws

XTO

x1/17a

4

CHARGE

x3.9

°

°

°

5

VCC_Core

intern

Vcc core

°

°

6

GND_Core

x4.3

GND

°

°

7

SENSE

x4.4

Vcc IO

°

°

8

RLC_P4

x3.8

°

°

°

9

RLC_P3

x3.7

°

°

°

10

RLC_P2

x3.6

°

°

°

11

RLC_P1

x3.5

°

°

°

12

GND_IO

x4.3

0V

°

°

13

DATA0

x1.12

sw

D0

x1/23a

14

DATA1

x1.11

sw

D1

x1/23b

15

DATA2

x1.10

sw

D2

x1/24a

16

DATA3

x1.9

sw

D3

x1/24b

17

VCC_IO

x4.4

Vcc IO

°

°

18

GND_IO

x4.3

GND

°

°

19

DATA4

x1.8

sw

D4

x1/25a

20

DATA5

x1.7

sw

D5

x1/25b

21

DATA6

x1.6

sw

D6

x1/26a

22

DATA7

x1.5

sw

D7

x1/26b

23

ADR0

x1.4

rt

A0

x1/1a

24

ADR1

x1.3

rt

A1

x1/1b

25

ADR2

x1.2

rt

A2

x1/2a

26

ADR3

x1.1

rt

A3

x1/2b

27

GND_Core

x4.3

GND

°

°

28

VCC_Core

intern

Vcc core

°

°

29

ALE

x4.4

Vcc IO

°

°

30

RDN

x3.3

sw

/RD-P

x1/20a

31

WRN

x3.2

rt

/WRL

x1/18a

32

CSN

x3.1

bl

/CS0

x1/10b

33

Phase

°

°

°

34

INTFLAG

x3.4

gr

RTC_INT

x2/13b

35

VCC_IO

x4.4

Vcc IO

°

°

36

START

x4.3

GND

°

°

37

EN_STOP2

x4.4

Vcc IO

°

°

38

STOP2

coax

Komparator Pin 13

°

°

39

VCC_IO

x4.4

Vcc IO

°

°

40

GND_IO

x4.3

GND

°

°

41

STOP1

coax

Komparator Pin 12

°

°

42

EN_STOP1

x4.4

Vcc IO

°

°

43

GND_Core

x4.3

GND

°

°

44

VCC_Core

intern

Vcc core

°

°

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Anlage 5

Programm zur ortsauflösenden Objektlokalisierung in C

Das Programm befindet sich auf der beiliegenden CD-ROM.

Anlage 5

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