Messtechnische Untersuchungen spektraleffizienter Signale in einem breitbandigen optischen Übertragungssystem für WDM-Betrieb

Inhaltsverzeichnis

1 ZUSAMMENFASSUNG
1.1 Abkürzungen

2 EINLEITUNG
2.1 WDM-Technik in LWL-Systemen
2.2 Datenübertragung mit spektraleffizienten Signalen
2.2.1 Datenübertragung im NRZ-Format
2.2.1.1 Spektrale Eigenschaften des NRZ-Signals
2.2.2 Duobinärer Code
2.2.2.1 Struktur
2.2.2.2 Erzeugung
2.2.2.3 Spektrale Eigenschaften
2.2.3 Modifizierter duobinärer Code
2.2.3.1 Struktur
2.2.3.2 Erzeugung
2.2.3.3 Spektrale Eigenschaften
2.3 Spektraleffiziente Modulation in LWL-Systemen
2.3.1 Modulation
2.3.2 Demodulation

3 MESSTECHNIK IN DWDM-SYSTEMEN
3.1 Messungen mit optischen Spektrumanalysatoren
3.1.1 prinzipieller Versuchsaufbau
3.1.2 tatsächlicher Versuchsaufbau
3.1.3 Versuchsdurchführung
3.1.4 Messungen
3.2 Messungen mit Fabry-Perot-Resonator
3.2.1 prinzipieller Versuchsaufbau
3.2.2 tatsächlicher Versuchsaufbau
3.2.3 Versuchsdurchführung
3.2.4 Messungen
3.2.5 Besonderheiten
3.2.5.1 Einfluss des Logarithmierers
3.2.5.2 Einfluss der Kanalbandbreite
3.2.5.3 Einfluss des optischen Empfängers
3.3 Messungen nach dem Überlagerungsprinzip
3.3.1 prinzipieller Versuchsaufbau
3.3.2 tatsächlicher Versuchsaufbau
3.3.3 Versuchsdurchführung
3.3.4 Messungen
3.3.5 Besonderheiten
3.4 Abschließende Beurteilung

4 ANHANG: VERWENDETE GERÄTE

5 ANHANG: KONSTRUKTION EINES LOGARITHMIERERS
5.1 Möglichkeit 1: Logarithmierer mit Operationsverstärker
5.2 Möglichkeit 2: Digitale Messwerterfassung
5.3 Möglichkeit 3: Verwendung handelsüblicher Logarithmierer
5.3.1 Der Baustein AD 606
5.3.1.1 Funktionsweise
5.3.1.2 Konstruktive Merkmale
5.3.2 AD 606 in DC-Anwendungen
5.4 Schaltungsaufbau
5.4.1 AM-Modulator
5.4.1.1 Schaltplan
5.4.1.2 Schaltungsbeschreibung
5.4.1.3 Platinenlayout
5.4.2 Logarithmierer
5.4.2.1 Schaltplan
5.4.2.2 Schaltungsbeschreibung
5.4.2.3 Platinenlayout
5.4.3 Netzteil
5.4.3.1 Schaltplan
5.4.3.2 Schaltungsbeschreibung
5.4.3.3 Platinenlayout
5.5 Funktionsnachweis
5.5.1 DC-Kennlinie
5.5.1.1 Einsatz der Schaltung im Sub-Millivolt-Bereich
5.5.2 AC-Kennlinie
5.6 Gehäuse
5.6.1 Gehäusezeichnungen

6 ANHANG: MESSREIHEN ZUR AC-KENNLINIE

7 ANHANG: QUELLCODE DES ENCODER-PROGRAMMS

8 ANHANG: QUELLENVERZEICHNIS

9 ANHANG: DATENBLÄTTER DER VERWENDETEN HALBLEITER

1 ZUSAMMENFASSUNG

Moderne Übertragungssysteme werden häufig in Lichtwellenleitertechnik aufgebaut, um möglichst große Datenraten übertragen zu können. Vor wenigen Jahren schien diese Technik nahezu grenzenloses Kapazitätsvolumen bereit zu stellen. Doch im Zuge des explosionsartig steigenden Bandbreitenbedarfs stoßen in neuerer Zeit auch optische Übertragungssysteme immer häufiger an ihre Übertragungsgrenzen.

Der Bandbreitenbedarf machte es notwendig, auch in optischen Systemen nach neuen bandbreiteneffizienten Übertragungsverfahren zu suchen, was letztlich zu zwei wichtigen technologischen Entwicklungen führte:

- Erstens ermöglichte der technologische Fortschritt die Herstellung von stabilen Halbleiterlasern mit hoher spektraler Reinheit. Damit wurde es möglich, Signale parallel auf mehreren dicht nebeneinander liegenden Wellenlängen in sogenannten DWDM-Systemen zu übertragen.
- Zweitens wird zunehmend über die Verwendung von bandbreiteneffizienten Modulationsverfahren diskutiert. Dieses sogenannte Partial-Response-Signalling ermöglicht, die einzelnen Kanäle der DWDM-Systeme noch dichter nebeneinander zu betreiben. Als nützlicher Nebeneffekt wird sinkt mit abnehmender Bandbreite die chromatische Dispersion in der Faser, wodurch letztlich größere Übertragungslängen ermöglicht werden.

DWDM-Systeme erfordern besonders präzise Messtechniken, um die benachbarten Kanäle getrennt erfassen zu können. Unter Umständen muss die spektrale Auflösung dieser Anordnungen so hoch sein, dass die Spektren der modulierten optischen Signale detailliert untersucht werden können. Dies erfordert dann optische Auflösungsbandbreiten bis hinunter zu einigen MHz.

In dieser Arbeit werden verschiedene Modulationsverfahren hinsichtlich ihrer typischen spektralen Eigenschaften verglichen. Anhand exemplarischer Messungen wird die Eignung verschiedener Messverfahren für WDM-Systeme untersucht, gleichzeitig sollen Grenzen für den Einsatz üblicher Laborgeräte in diesen Systemen aufgezeigt werden.

1.1 Abkürzungen

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

2 EINLEITUNG

Die Telekommunikationsbranche ist weltweit eines der am stärksten expandierenden Wirtschaftsfelder.

Durch leistungsfähige Prozessorsysteme, kurze Innovationsperioden mit entsprechend hohen Preisverfallsraten und Unternehmen, die sich einem globalen Wettbewerb stellen müssen, sind Produkte der Kommunikationstechnik so erschwinglich geworden, dass sie heutzutage in nahezu allen Büros und Haushalten der Industrienationen anzutreffen sind. Ihre Bedienung ist meist selbst erklärend und sie werden oft schon von Kindern sicher beherrscht. Die Systeme werden laufend verbessert und zeichnen sich aus durch Leistungsfähigkeit, Zuverlässigkeit und einen hohen Grad an Verfügbarkeit.

Mit der stetigen Weiterentwicklung dieses Marktsegmentes geht ein ebenfalls wachsender Bedarf an Übertragungsbandbreite einher. Je schneller die Prozessoren, je komplexer die Software und je anspruchsvoller die Dienste werden, welche die Kommunikationsunternehmen ihren Kunden zur Verfügung stellen, desto größer werden auch die zu übertragenden Datenvolumina. Kommunikation zwischen den Nutzern kann nur dann zufriedenstellend bewerkstelligt werden, wenn die dafür erforderliche Datenmenge ausreichend schnell transportiert werden kann.

Beschreibt man ein Kommunikationssystem, das im Allgemeinen aus mehreren Teilsystemen zusammengesetzt ist, hinsichtlich seiner Leistungsfähigkeit, so wird schnell deutlich, dass das jeweils Leistungsschwächste Element die obere Leistungsgrenze des Gesamtsystems festlegt.

Die Historie der Telekommunikationstechnik zeigt, dass dieses Leistungsschwächste Element sehr häufig der Übertragungskanal selbst ist¹⁵. Eine Betrachtung des ISO-OSI Referenzmodells⁴⁷ in Abbildung 2-1 verdeutlicht, dass Engstellen in den Schichten 2 bis 7 vergleichsweise leicht durch schnelle Prozessorsysteme, effiziente Protokollstacks und geschickte Komprimierungsalgorithmen vermieden werden können. Dagegen stellt die Bitübertragungsschicht im Allgemeinen eine durch physikalische Effekte begrenzte Übertragungsbandbreite zur Verfügung.

Treten in der Bitübertragungsschicht Kapazitätsdefizite auf, so können sie manchmal durch ausgleichende Maßnahmen in den anderen Schichten kompensiert werden. Der Aufwand für diese Maßnahmen ist jedoch oft hoch, und es entstehen z.T. erhebliche Kosten. In einigen Fällen kann es daher erforderlich werden, das bisherige Übertragungsmedium gegen eins mit höherer Leistungsfähigkeit auszutauschen. Kleinere LANs innerhalb von Gebäuden lassen sich unter Umständen noch relativ leicht zu moderaten Kosten modernisieren. Problematisch sind aber größere MAN- und WAN- Netzwerke. Hier werden fast immer erhebliche Kosten verursacht, wenn das (oftmals in der Erde verlegte) Übertragungsmedium ausgetauscht werden muss.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-1 Das Open Systems Interconnection (OSI) Referenzmodell der International Organisation for Standardization (ISO) in Genf, Schweiz[47]

So ist es naheliegend, bereits bei der Konzeption von Telekommunikationssystemen eine möglichst große Übertragungskapazität einzuplanen.

Dort, wo bestehende Systeme modernisiert werden sollen, müssen geeignete Methoden gefunden werden, um die bestehenden Übertragungsmedien so effektiv wie möglich auszunutzen. In der Vergangenheit wurden dazu verschiedene Technologien entwickelt, die auch in LWL-Systemen eingesetzt werden. In den folgenden Kapiteln sollen die bekanntesten Ansätze aufgeführt und messtechnisch untersucht werden.

2.1 WDM-Technik in LWL-Systemen

Ein wichtiger Schritt bei der Erschließung von großen Kanalkapazitäten war die Entwicklung von Wavelength Division Multiplex Systemen, bei denen in vorhandenen Lichtwellenleiternetzen die Informationen auf mehreren Wellenlängen parallel übertragen werden. Die Kanalabstände betrugen bei den ersten Systemen 400GHz, von denen man im Zuge des technischen Fortschrittes über 200GHz zu 100GHz übergehen konnte. In diesem Zusammenhang spricht man dann von Dense-WDM bzw. DWDM-Systemen, bei denen Übertragungsraten von 2,5Gbit/s und 10Gbit/s je Übertragungskanal bereits stand der Technik und 40Gbit-Systeme in der Entwicklung sind.

Hinsichtlich des Kanalabstandes wird zum Teil schon mit 50GHz-Anlagen gearbeitet, und unter der Bezeichnung „Hyperfine WDM“ sind Prototypen mit 12,5GHz-Rastern auf dem Weg zur Serienreife[21].

Standardisiert wurden DWDM-Systeme über die ITU-T Empfehlung G.692 mit dem Titel „Optical Interfaces for Multichannel Systems with Optical Amplifiers“. Diese Empfehlung definiert Schnittstellen mit mehreren parallelen Nutzkanälen in optischen Übertragungssystemen. Sie sollen ein Kanalraster mit 100GHz- Abständen nutzen, basierend auf einer Referenzmittenfrequenz von 193,1THz (Siehe Abbildung 2-2). Diese Mittenfrequenz entspricht einer optischen Referenzwellenlänge von 1552,52nm, die Konversion erfolgt dabei über die Beziehung c = λ ⋅ f mit der Vakuumlichtgeschwindigkeit c = 299792458m/s. Für Übertragungssysteme mit höherer Kanalzahl sind jedoch auch Systeme mit engeren Kanalabständen definiert[52].

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-2 100GHz-Kanalraster entsprechend der ITU-T Recommendation G.692 für optische Mehrkanal-Datenübertragungssysteme

2.2 Datenübertragung mit spektraleffizienten Signalen

Ein weiterer Ansatz ist die möglichst effiziente Ausnutzung eines bestehenden Übertragungskanals durch bandbreitensparende Kanalcodierungsverfahren.

Speziell für die Übertragung von Digitalen Signalen ist eine relativ große Anzahl von Bandbegrenzenden Codes und Modulationsformaten bekannt. Sie lassen sich entsprechend ihrer Wirkungsweisen in zwei Gruppen einteilen***.

- Die Arbeitsweise derGruppe 1ist dadurch gekennzeichnet, dass in einer bestimmten Weise mehrere Bits zusammengefasst werden, um sie dann mit Hilfe von Signalen mit mehr als zwei Symbolzuständen simultan zu übertragen. Dadurch kann bei gegebener Bitrate die zu übertragende Baudrate reduziert werden. Zu den bekanntesten Vertretern dieses Arbeitsprinzips gehören sicherlich die PSK Modulationen.
- DieGruppe 2wird durch Codierungsverfahren dargestellt, welche die Bitrate selbst unverändert lassen, bei denen aber eine teilweise Einschränkung der Übertragungsbandbreite erlaubt ist. Hier werden die Binärinformationen nicht mehr als möglichst ideales Rechtecksignal übertragen, sondern es wird eine Veränderung der Signalform in Kauf genommen bzw. durch geeignete Filter sogar bewusst herbeigeführt. Diese Übertragung wird als Partial-Response Signalling (PRS) bezeichnet. Zu den bekanntesten Verfahren gehören dabei die duobinären Codierungen, die im Rahmen dieser Arbeit genauer untersucht werden sollen.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-3 Kommerzielles Modem, das mit duobinärer Signalübertragung arbeitet. Hersteller: HAL Communications Corp, Illinois, USA³²

2.2.1 Datenübertragung im NRZ-Format

Digitale Signalquellen erzeugen serielle Bitfolgen meist als NRZ-Signale. Das NRZ-Signal entspricht direkt den binären Informationen. Diese Technik ist einfach zu implementieren, und entsprechend viele digitale Schnittstellen arbeiten mit der Übertragung von NRZ-Signalen.

Für manche Anwendungen ist die Übertragung von NRZ-Signalen jedoch ungünstig. Muss auf einer Kupferleitung ein definierter Gleichspannungsanteil übertragen werden (z.B. für die Phantomspeisung von im Signalweg liegenden Verstärkern oder Regeneratoren), dann kann das NRZ-Format u.U. nicht verwendet werden, weil es selbst einen DC-Anteil besitzt. Problematisch können in diesem Zusammenhang auch im Signalweg liegende Elemente mit Hochpass-Charakter werden. So werden beispielsweise Entkopplungs- Kondensatoren die niederfrequenten Anteile eines NRZ-Signals unterdrücken. Dies ist letztlich eine spektrale Beschneidung des Signals, die unerwünschte Signalverzerrungen und Pegelverschiebungen hervorrufen wird. Lange Folgen aus Nullen bzw. Einsen können unter Umständen gar nicht übertragen werden.

Auch in Lichtwellenleitern kann die Übertragung von NRZ-Signalen zu Schwierigkeiten führen: LWL-Systeme sind im Allgemeinen für sehr hohe Datenraten konzipiert. Damit müssten alle in Signalweg liegenden Komponenten eine Übertragungsbandbreite von DC bis zu mehreren GHz aufweisen. Diese Forderung lässt sich zwar technisch realisieren, die Komponenten sind jedoch entsprechend teuer.

2.2.1.1 Spektrale Eigenschaften des NRZ-Signals

Die spektralen Eigenschaften von NRZ-Signalen, insbesondere von solchen mit bekannter statistischer Symbolverteilung, lassen sich mit beliebig hoher Genauigkeit berechnen und sind in der einschlägigen Literatur detailliert beschrieben[11][28][56].

Neben der rein mathematischen Herleitung kann auch eine einfache Überlegung die grundsätzliche Struktur des Spektrums verdeutlichen. Grundlage dieser Überlegung ist das Linienspektrum eines periodischen Rechtecksignals. Die Zusammensetzung eines solchen Signals lässt sich aus der Fourierreihe des periodischen Rechtecksignals ableiten [Gleichung 2-1].

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Das Signal setzt sich offensichtlich aus einem bestimmten DC-Anteil, einer Grundwelle mit der Kreisfrequenz ωt sowie aus allen ungeradzahligen Oberwellen dieser Grundwelle zusammen, wobei deren Amplitude mit steigender Ordnung abnimmt (Abbildung 2-4). Folglich ist das Spektrum dieses Signals aus diskreten Linien zusammen gesetzt.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-4 Prinzipielles Spektrum eines periodischen Rechtecksignals der Periodendauer T.

Im Gegensatz dazu haben nichtperiodische Signale keine Linienspektren, sondern bei ihnen sind die Frequenzanteile kontinuierlich verteilt. Dies ist natürlich auch bei NRZ-Signalen der Fall, welche Dateninformationen enthalten. Das Spektrum eines nichtperiodischen NRZ-Signals wird leicht zugänglich, wenn man sich folgende Gesetzmäßigkeiten vor Augen führt:

- Die Frequenz 1/T markiert auch hier einen ganz charakteristischen Punkt im Frequenzspektrum: Eine statistische Überlegung legt schnell nahe, dass ein Datenstrom vermutlich keine periodische 0-1-0-1-0-1-Folge sein wird. Der Informationsgehalt einer solchen Folge ist nämlich denkbar klein. Im Spektrum des NRZ-Signals findet sich daher an der Stelle 1/T (genau dort, wo das periodische Signal ein Maximum hat!) ein Amplituden-Minimum nahe Null (Siehe Ort b in Abbildung 2-5).
- Die Amplitudenverteilung zwischen den Orten a und b ist von der Häufigkeitsverteilung der Symbole im Datenstrom abhängig. Dieser Bereich kann also je nach Signal unterschiedlich ausfallen, insbesondere wenn teilweise Periodizitäten im Datenstrom enthalten sind.
- Rechtecksignale enthalten generell ungeradzahlige Oberwellen, deren Amplitude mit steigender Ordnung kleiner wird. Diese Gesetzmäßigkeit findet sich auch im Spektrum eines nichtperiodischen Signals wieder. Das oben erwähnte Fehlen der Frequenzanteile bei 1/T wird aus diesem Grund auch auf die Stellen 3/T, 5/T usw. zutreffen (Siehe Orte c in Abbildung 2-5).
- Rechtecksignale enthalten prinzipiell keine Signalanteile bei 2/T, 4/T, 6/T usw. Auch das NRZ-Spektrum zeigt diese Eigenart.

Aus diesen Überlegungen lässt sich nun der prinzipielle spektrale Verlauf eines nichtperiodischen NRZ-Signals ableiten (Abbildung 2-5).

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-5 Spektrum eines NRZ-Signals mit zufälliger Bitfolge.

Die in der Grafik markierten Punkte werden im Text näher erläutert.

Gleichzeitig verdeutlichen die hier aufgeführten Zusammenhänge, dass die Frequenzanteile oberhalb von 1/T keine zusätzliche Information enthalten. Mithin kann auf diese Anteile bei der Übertragung verzichtet werden. Wenn Nachbarkanäle gestört werden können, dann müssen diese Anteile sogar ausgefiltert werden. Im Umkehrschluss bedeutet das, dass in diesem Fall keine Übertragung mit rechteckförmigen Signalen mehr stattfindet. Das Signal weist dann sinusförmige Flanken auf.

Mathematisch lässt sich nachweisen, dass bei Verwendung von nichtperiodischen Bitfolgen unendlicher Länge eine spektrale Verteilung entsteht, dessen Hüllkurve dem Quadrat der si-Funktion entspricht.

Abbildung 2-6 und Abbildung 2-7 zeigen das Signalspektrum eines NRZ- Signals mit PRBS-Dateninhalt als Softwaresimulation⁵⁷ bzw. im experimentellen Nachweis.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-6 Das Spektrum einer simulativ erzeugten PRBS-Bitfolge (Nur Realteil).

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-7 Das Spektrum einer experimentell erzeugten PRBS-Bitfolge.

2.2.2 Duobinärer Code

Vergleichsweise einfach zu realisieren ist die sogenannte duobinäre Übertragung, die in der Literatur auch mit dem Kürzel DBT (Duobinary Transmission) bezeichnet wird³³.

DBT ist ein Partial-Response Verfahren, das drei verschiedene Signalpegel benutzt. DBT wird auch als pseudo-ternäre Übertragung bezeichnet. Der Begriff „Pseudo“ macht dabei deutlich, dass es sich hier nicht um klassische ternäre Codierung handelt, die entsprechend der Einteilung von Seite 9 in Gruppe 1 eingereiht werden müsste.

Verglichen mit einem NRZ-Signal kommt ein duobinäres Signal mit der halben Übertragungsbandbreite aus. Umkehrschluss ist, dass bei gleicher Bandbreite doppelt soviel Information übertragen werden kann, wie dies mit einer NRZCodierung möglich wäre. Diese Eigenschaft wird durch die Bezeichnung „Duo“ zum Ausdruck gebracht.

2.2.2.1 Struktur

Duobinäre Signale in dem US-Amerikanischen „Federal Standard 1037C“ beschrieben (Abbildung 2-8).

Sie zeichnen sich durch folgende Eigenschaften aus:

- Eine Bitinformation „Logisch 0“ wird auch durch einen Signalpegel „0“ dargestellt. Signalpegel „0“ wird gelegentlich auch als „Center- Level“ bezeichnet³³.
- Eine Bitinformation „Logisch 1“ wird durch den Signalpegel „+1“ (Top-Level) oder „-1“ (Bottom-Level) dargestellt.
- Die Verteilung von Top- und Bottom-Level ergibt sich wie folgt: Die Pegel von zwei aufeinander folgenden Bits mit Top- oder Bottom- Pegel sind immer dann verschieden, wenn die Anzahl der dazwischen liegenden Bits mit Center-Pegel ungerade ist. Andernfalls sind ihre Pegel gleich.
- Durch die Verteilung von Bottom- und Top Level wird erreicht, dass nur Übergänge zwischen benachbarten Pegeln auftreten können. Direkte Übergänge vom Zustand „+1“ nach „-1“ oder umgekehrt sind nicht möglich.

Den Recherchen des Autors zufolge existiert keine internationale Normung über die Verwendung duobinärer Signale in Datenübertragungssystemen. Entsprechend sind duobinäre Codes in der Literatur nicht einheitlich beschrieben. Eine dieser Quellen²² assoziiert beispielsweise den „CenterLevel“ mit der Binärinformation „Logisch 1“ statt „Logisch 0“, wie es der Standard 1037C fordert. Natürlich ist die Zuordnung des Top- und des BottomLevels damit ebenfalls sinngemäß umgekehrt.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-8 Definition des Begriffes „Duobinäres Signal“ nach Amerikanischem Federal Standard 1037C für Begriffe der Telekommunikationstechnik²⁴.

In einer mündlichen Diskussion wurde auch von einer Vorcodierung berichtet, mit der aus dem duobinären Signal durch gleichrichtende Demodulation direkt die NRZ-Ausgangsinformation erhalten werden kann. Durch diese Eigenschaft wird die Signalrückgewinnung in einem optischen Empfänger sehr vereinfacht, weil diese Demodulation in der Fotodiode zwangsläufig vorgenommen wird.

Diesen Varianten ist aber gemeinsam, dass keine direkten Übergänge zwischen Top- und Bottom-Level erlaubt sind. Auch hinsichtlich der spektralen Eigenschaften sind sie gleichwertig, so dass in den folgenden Versuchsreihen aufgrund ihrer einfachen Generierbarkeit nur die Codierung nach Standard 1037C verwendet werden soll.

2.2.2.2 Erzeugung

Duobinäre Codes können vergleichsweise einfach generiert werden. Es muss lediglich die zu codierende Bitfolge mit einem um ein Digit verzögerten Duplikat addiert werden. Dieses Prinzip ist durch H1(ω) in Abbildung 2-9 verdeutlicht. H2(ω) stellt einen Tiefpass dar, der die für die Signalübertragung irrelevanten Frequenzanteile aus Harmonischen höherer Ordnung sperren soll. Die praktische Dimensionierung von H2(ω) wird in der Literatur beschrieben¹¹ und soll im Rahmen dieser Arbeit nicht behandelt werden.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-9 Generieren eines duobinären Signals y(t) erfolgt, indem einem Bitstrom x(t) ein verzögertes Duplikat hinzu addiert wird.

Experimentell können duobinäre Signale vergleichsweise einfach erzeugt werden, indem man die in Abbildung 2-10 gezeigte Anordnung aufbaut. Das aus dem Bitmustergenerator kommende Signal wird zunächst in einem Splitter aufgeteilt. Das so aufgeteilte Signal durchläuft die Leitung A bzw. Leitung B, um schließlich in einem Combiner wieder zusammen geführt zu werden. Wichtig ist nun, dass sich die Leitungen A und B hinsichtlich der Signallaufzeit exakt um den Betrag von T unterscheiden. In der Praxis ist hier ein Abgleich mit Hilfe verschiedener Leitungslängen beziehungsweise eine Anpassung der Bitrate erforderlich.

Dieses Verfahren eignet sich natürlich nicht für Signale, die eine veränderliche Bitrate aufweisen. Für die im Rahmen dieser Arbeit zu machenden Untersuchungen war jedoch die Verwendung konstanter Bitraten ausreichend, weshalb die Anordnung in den Versuchsreihen der folgenden Kapitel so aufgebaut wurde, wie hier beschrieben.

Als Splitter und Combiner wurden resistiv arbeitende Typen verwendet, weil schmalbandige Teiler Signalverzerrungen verursachen würden. Die Leitungen A und B sind aus Koaxialkabelstücken verschiedener Länge zusammengesetzt, um bei gegebener Bitrate den Laufzeitunterschied auf ungefähr 1T zu bringen. Der exakte Abgleich erfolgte dann durch Justierung der Bitrate.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-10 Hardware-Anordnung zur Erzeugung duobinärer Signale

Die Struktur zur Erzeugung duobinärer Signale lässt sich auch als Software gut implementieren. So können die Signalformen demonstriert, Zusammenhänge verdeutlicht und ganze Übertragungskanäle simuliert werden. Für solche Zwecke sind spezielle Programmpakete auf dem Markt erhältlich, die natürlich auch andere Codierungen beherrschen[53][54][55].

Im Rahmen dieser Arbeit werden diese aufwändigen Programme nicht genutzt. Stattdessen wurde zum Zweck der Demonstration und Verifikation ein kurzes Taschenrechnerprogramm erstellt, das manuell eingegebene NRZ- Informationen rechnerisch in duobinäre Signale umsetzt. Alternativ können auch PRBS-Signale generiert und in DBT-Codes umgerechnet werden. Der Quellcode des Programms ist in Anhang 7 dieser Arbeit abgedruckt.

Mit diesem Encoder wurde zunächst eine willkürliche Bitfolge in ein duobinäres Signal umgerechnet (Abbildung 2-11). Gut zu erkennen ist, dass Übergänge zwischen Top- und Bottom-Level nicht direkt, sondern nur über den CenterLevel als Zwischenstufe auftreten.

Abbildung 2-11 Umsetzung einer NRZ-Bitfolge (Rot) in ein DBT-Signal (Blau). Die Umrechnung erfolgte mit Hilfe eines Rechnerprogramms (Links: Ausgabebildschirm). Die Position „x“ der PRBS-Bitfolge ist aufgrund der Korrelationslänge noch nicht definiert.

2.2.2.3 Spektrale Eigenschaften

Das duobinäre Signal besitzt im Allgemeinen kein Linienspektrum, sondern ein kontinuierliches Spektrum. Genau wie das NRZ-Signal finden wir auch hier ein Spektrum, das den DC-Anteil des Signals deutlich widerspiegelt. Auch finden sich in einem duobinären Datenstrom die typischen Oberwellenanteile, die auf den steilflankigen Signalverlauf zurück zu führen sind.

Ein deutlicher Unterschied, verglichen mit dem NRZ-Signal, betrifft jedoch die Minima des Spektrums. Abbildung 2-12 zeigt einen Vergleich der Spektren. Die Datenrate beträgt bei beiden Signalen 100Bit/s. Auch hier wurde das Simulationsprogramm nach⁵⁷ verwendet.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-12 Vergleich eines NRZ-Spektrums mit einem duobinären Spektrum. Beide Signale enthalten PRBS-Information, und beide haben die gleiche Datenrate. Die Signalpegel unterscheiden sich um 20dB, damit sich die Kurven nicht gegenseitig verdecken.

Deutlich zu erkennen ist, dass das erste Minimum des NRZ-Signals erwartungsgemäß bei f=1/T liegt. Beim duobinären Signal ist das jedoch anders: Hier liegt das erste Minimum bei f = ½ ⋅1/T. Überträgt man nun die Erkenntnis, dass Signalanteile jenseits dieses ersten Minimums keine zusätzlichen Informationen enthalten, auf das duobinäre Signal, so stellt man fest, dass diese Modulationsart nur die halbe Übertragungsbandbreite benötigt. Diese Eigenschaft lässt sich auf die Zusammensetzung eines duobinären Signals zurückführen. In Abbildung 2-13 ist verdeutlicht, wie aus zwei periodischen Rechtecksignalen ein ebenfalls periodisches Duobinärsignal entstehen kann. Auffallend ist, dass das Duobinärsignal genau dann entsteht, wenn die Rechtecksignale die Periodendauer 2T aufweisen. Signalanteile mit Periodendauer T löschen sich dagegen aus.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-13 Ein periodisches Duobinärsignal (blau) entsteht dann, wenn zwei phasen- verschobene Rechtecksignale (rot) der Periodendauer 2T addiert werden. Signalanteile mit Periodendauer T löschen sich gegenseitig aus

An dieser Stelle wird offensichtlich, warum das duobinäre Signal im Vergleich zum NRZ nur die halbe Bandbreite benötigt, denn die charakteristischen Eigenschaften periodischer Signale lassen sich analog zu Kapitel 2.2.1.1 auch in diesem Fall auf nichtperiodische Signale übertragen: Eine Dateninformation wird mit hoher Wahrscheinlichkeitkein periodisches Signal sein. Folglich werden die Frequenzen der markanten Spektrallinienim Spektrum des Datensignalsnichtbesetzt sein. Bei einem duobinären Signal ist das offenbar bei Vielfachen von f = ½ ⋅ 1/T der Fall.

Abbildung 2-14 zeigt zunächst die simulierten Spektren von Rechtecksignalen der Periodendauern 1T (rot) und 2T (blau) sowie das Spektrum eines periodischen Duobinärsignals (grün), das aus zwei 2T-Rechtecksignalen zusammengesetzt wurde.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-14 Vergleich der Spektren von periodischem Rechtecksignal mit Periodendauer T (rot), einem solchen mit der Periodendauer 2T (blau) und einem aus 2T-Rechtecksignalen entstandenen duobinären Signal (grün). Es handelt sich nicht um exakte Linienspektren, weil das Simulationsprogramm analog zu real existierenden Impulsen mit Signalflanken endlicher Steilheit rechnet. Die Signalamplituden unterscheiden sich um 20dB.

Überträgt man die Erkenntnis aus Kapitel 2.2.1.1, dass Frequenzanteile jenseits des ersten Minimums keine Zusatzinformationen beinhalten, auf Abbildung 2-14, dann müsste für ein NRZ-Signal eine Übertragungsbandbreite von mindestens 10Hz bereitgestellt werden, für das Duobinärsignal wären 5Hz Bandbreite ausreichend.

2.2.3 Modifizierter duobinärer Code

Neben der gewöhnlichen duobinären Codierung ist eine modifizierte Variante bekannt. Dieser Code ist ebenfalls vergleichsweise einfach zu realisieren und wird in der Literatur mit dem Kürzel MDBT (Modified Duobinary Transmission) bezeichnet³³.

MDBT ist ebenfalls ein Partial-Response Verfahren mit drei Signalpegeln, und analog zum DBT-Code kommt auch ein modifiziertes duobinäres Signal mit der halben Übertragungsbandbreite aus, wiederum verglichen mit einem NRZ- Signal.

Zwar wird MDBT in der Literatur schon seit längerer Zeit beschrieben^{11 33}, aber intensive Recherchen des Autors bezüglich einer Normung von MDBT- Codes blieben erfolglos. Offenbar ist diese Code-Form nicht standardisiert.

2.2.3.1 Struktur

Modifizierte Duobinäre Übertragung (MDBT) zeichnet sich durch folgende Eigenschaften aus:

- Das MDBT-Datenformat nutzt ebenfalls drei Signalpegel und ermöglicht eine 2:1-Bandbreitenkompression
- MDBT-Signale sind vollständig frei von DC-Anteilen.
- Eine Bitinformation „Logisch 0“ wird auch hier durch Signalpegel „0“ (Center-Level) dargestellt.
- Für die Verteilung von „+1“ und „-1“ wird der zu übertragende Bitstrom gedanklich aufgeteilt in:

a) eine Bitreihe der Bits mit ungeradem Laufindex (Bits 1,3,5,7,...),
b) eine Bitreihe der Bits mit geradem Laufindex (Bits 2,4,6,8,...).

Für jede dieser Bitreihen gilt dann eine alternierende Zuordnung von „Logisch 1“ zum Bottom- oder Top-Level.

Die gedankliche Aufteilung in zwei voneinander unabhängige Reihen lässt bereits den Schluss auf einen wichtigen Unterschied zwischen DBT und MDBT zu: Bei modifizierter duobinärer Codierung ist ein direkter Übergang zwischen Top- und Bottom-Level möglich.

2.2.3.2 Erzeugung

Auch ein modifizierter duobinärer Code kann recht einfach erzeugt werden. Hierbei muss ein um zwei Digits verzögertes Duplikat des Bitstroms erzeugt werden, das dem ursprünglichen Signal nunsubtraktiv hinzugefügt wird (Abbildung 2-15). Auch hier stellt H2(ω) ein Tiefpassfilter dar (vergleiche dazu Abschnitt 2.2.2.2).

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-15 Generieren eines modifizierten duobinären Signals y(t) erfolgt, indem von einem Bitstrom x(t) ein um 2T verzögertes Duplikat subtrahiert wird.

Durch geringfügige Umstellung kann die Gesamt-Übertragungsfunktion auch anders dargestellt werden. Der Subtraktionspunkt lässt sich in einen Additionspunkt umwandeln, wenn man einen Signalteil invertiert,bevorer um 2T verzögert wird. Auf diese Weise lässt sich ein MDBT-Bitstrom leicht experimentell erzeugen. Abbildung 2-16 zeigt dazu den Aufbau, der für die folgenden Versuche als Signalcodierer verwendet wurde.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-16 Hardware-Anordnung zur Erzeugung duobinärer Signale

In diesem Fall müssen sich die Leitungslängen A und B um eine Signallaufzeit von 2T unterscheiden. Das invertieren des einen Signalanteils ist bereits im Bitmustergenerator implementiert. Ansonsten gelten die selben Rahmenbedingungen, die bezüglich der Anordnung in Abschnitt 2.2.2.2 erwähnt wurden.

Das Rechnerprogramm aus Abschnitt 2.2.2.2 ist auch in der Lage, ein modifiziertes duobinäres Signal zu generieren. In Abbildung 2-17 ist das entsprechende Ergebnis dargestellt.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-17 Umsetzung einer NRZ-Bitfolge (Rot) in ein MDBT-Signal (Blau). Die Umrechnung erfolgte mit Hilfe eines Rechnerprogramms (Links: Ausgabebildschirm). Die Positionen „x“ der PRS-Bitfolge sind aufgrund der Korrelationslänge noch nicht definiert.

2.2.3.3 Spektrale Eigenschaften

Das Spektrum eines modifizierten duobinären Signals zeigt, dass für die Signalübertragung ebenfalls nur die halbe Bandbreite (im Vergleich zum NRZSignal) benötigt wird. In Abbildung 2-18 sind zum Vergleich die Spektren von NRZ, Duobinär- und modifiziertem Duobinärsignal gezeigt. Es handelt sich hier wieder um rechnersimulierte Spektren⁵⁷.

Neben dem reduzierten Bandbreitenbedarf ist auch zu erkennen, dass die modifizierte Variante ein DC-freies Format ist. Bei der Frequenz Null Hertz zeigt das Bild ein Amplitudenminimum.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-18 Simulierte Spektren von NRZ-, Duobinär- und modifiziertem Duobinärsignal. Die Signalpegel unterscheiden sich um jeweils 20dB, damit die Kurven nicht übereinander geschrieben werden.

2.3 Spektraleffiziente Modulation in LWL-Systemen

Für die Übertragung im Lichtwellenleiter muss das Datensignal auf das Trägersignal aufmoduliert werden. In der allgemeinen Nachrichtentechnik sind drei verschiedene Modulationsprinzipien mit jeweils unterschiedlichen Vor- und Nachteilen bekannt:

- Amplitudenmodulation
- Frequenzmodulation
- Phasenmodulation

Diese Prinzipien werden für analoge Modulation eingesetzt. Digitale Modulationsverfahren sind diesen prinzipiell ähnlich, tragen jedoch andere Bezeichnungen:

- Amplitude Shift Keying (ASK)
- Frequency Shift Keying (FSK)
- Phase Shift Keying (PSK)

2.3.1 Modulation

Die sehr hohe Frequenz von Licht führt bei der Modulation zu einigen Schwierigkeiten. Typische LWL-Systeme arbeiten bei Wellenlängen um 1550nm, was einer Frequenz von 192THz entspricht.

Einfaches ASK lässt sich durch einfaches Ein- und Ausschalten des Trägersignals noch leicht bewerkstelligen. Auf diese Weise sind NRZ-Signale in optischen Systemen sehr bequem zu übertragen. FSK hingegen ist bei Frequenzen dieser Größenordnung nur mit recht aufwendiger Technik handhabbar. Die Erzeugung von mehrstufigen Phasenmodulationen im THz- Bereich ist nahezu unmöglich, gleiches gilt für das Erkennen solcher Signale.

Sehr gut für die Lichtwellenleiter-Technik eignet sich aber eine bestimmte Kombination der grundlegenden Modulationsarten: Duobinäre Signale können auf den Träger aufmoduliert werden, indem Top- und Bottom-Level zwei verschiedenen Phasenlagen zugeordnet werden, was letztlich einem einfachen PSK entspricht. Der Center-Level wird dadurch markiert, dass das Trägersignal ganz abgeschaltet wird. Dies entspräche einer ASK-Modulation. So stehen drei verschiedene Zustände zur Verfügung, die mit einem Mach-Zehnder-Modulator bei geeigneter Wahl des Arbeitspunktes leicht erzeugt werden können.

Die Entstehung einer solchen Modulation ist in Abbildung 2-19 verdeutlicht. Es sich dort um ein modifiziertes Duobinärsignal, bei dem direkte Übergänge zwischen Bottom- und Top-Level vorhanden sind. Entsprechend weist das modulierte Signal an diesen Stellen einen Phasensprung von 180° auf.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-19 Entstehung eines duobinären AM-PSK Signals

Das Aufmodulieren eines DBT-Signals auf einen Träger erfolgt sinngemäss genauso. Lediglich die Phasenwechsel sind dabei nicht so gut zu erkennen, weil die direkten Top-Bottom-Übergänge fehlen. Aus diesem Grund wird hier auf eine entsprechende Abbildung verzichtet.

Statt dessen sind in Abbildung 2-20 die simulierten Modulationsspektren gezeigt.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-20 Modulationsspektren eines DBT-Signals (rot) und eines MDBT-Signals (blau) Beides sind 2kHz-Signale, die mit 100Bit/s moduliert wurden. Zur besseren Erkennbarkeit unterscheiden sich die Signalamplituden um 20dB.

Für beide Spektren wurde eine sinusförmiger 2kHz-Träger mit 100Bit/s moduliert.

Gut zu erkennen ist das Fehlen des Trägers bei der MDBT-Modulation. Ursache dieser Unterdrückung ist die DC-Freiheit. Die Modulation erfolgt multiplikativ, d.h. das MDBT-Basisbandsignal wird mit dem Trägersignal multipliziert. Weil aber das Basisbandsignal bei Null Hertz die Amplitude Null hat, wird die Trägerfrequenz mit dem Amplitudenwert Null multipliziert - der Träger verschwindet also.

Aber auch das DBT-Signal scheint zumindest DC-arm zu sein. Dort ist der Träger nicht mehr als Spektrallinie zu erkennen, sondern er verschwindet in den Seitenbändern. Seine Amplitude ist durch die Modulation offenbar stark reduziert, wird aber zumindest mit dem hier gezeigten PRBS-Dateninhalt nicht Null.

Der experimentelle Nachweis gelingt mit Hilfe eines vergleichbaren elektrischen Versuchsaufbaus, bei dem Modulationsfrequenz und Trägerfrequenz relativ nah beieinander liegen. Abbildung 2-21 zeigt eine Zeitbereichsaufnahme, die auf diese Weise gewonnen wurde. Die Modulationsfrequenz beträgt ein Viertel der Trägerfrequenz. Deutlich ist der Phasensprung beim direkten Übergang von „Bottom“ nach „Top“ zu erkennen.

2.3.2 Demodulation

Die Demodulation von dreistufig codierten Lichtsignalen ist wesentlich schwieriger als ihre Erzeugung. Der Grund dafür liegt in den besonderen Eigenschaften der derzeit existierenden Fotodioden. Sie sind nicht in der Lage, den Frequenzen im THz-Bereich zu folgen. Vielmehr führen sie nur eine Hüllkurven-Demodulation durch, bei der die Phaseninformation des Trägersignals verloren geht.

Hinsichtlich duobinärer Signale verursacht die demodulierende Wirkung der Fotodiode eine Art Gleichrichtungs-Effekt: Die Bottom-Level-Signalteile eines Duobinärsignals werden gleichsam „hochgeklappt“ und erscheinen bei den Top- Level-Anteilen.

An einem tatsächlichen Signal kann das gezeigt werden, wenn man den Arbeitspunkt des Modulators leicht verändert.

Eine Arbeitspunktänderung bewirkt dabei eine Asymmetrie - das „Hochklappen“ wird dann mit unterschiedlichen Amplituden erfolgen. Die experimentellen Resultate einer solchen Änderung sind Abbildung 2-22 dargestellt. Dort wurde ein modifiziertes Duobinärsignal durch einen Lichtwellenleiter geführt und in einem optischen Empfänger demoduliert.

Die Mittlere Kurve zeigt das Signal, wenn der MZI auf einen symmetrischen Arbeitspunkt eingestellt wird. In der oberen und unteren Kurve ist der Arbeitspunkt jeweils asymmetrisch verschoben, so dass die „hochgeklappten“ Signalteile eine kleinere Amplitude aufweisen (Es handelt sich bei allen drei Kurven um jeweils den selben Signalausschnitt!).

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2-22 Veränderung des MZI-Arbeitspunktes zur Verdeutlichung des duobinären Signalcharakters.

Bei einer realen Datenübertragung muss also durch geeignete Vorcodierung dafür gesorgt werden, dass die Information nach der Hüllkurven-Demodulation erkennbar bleibt.

Auf eine solche Vorcodierung wird aber im Rahmen dieser Arbeit verzichtet, da hier spektrale Betrachtungen im Vordergrund stehen. Dafür spielt eine Vorcodierung nur eine untergeordnete Rolle.

3 MESSTECHNIK IN DWDM-SYSTEMEN

Messungen in DWDM-Systemen stellen andere Anforderungen an Messaufbau und verwendete Geräte, als dies bei einkanaligen Lichtwellenleiter-Systemen der Fall ist. Der grundlegende Unterschied ist, dass in klassischen Einkanal- Systemen die exakte Wellenlänge von untergeordneter Bedeutung ist. Meist ist es ausreichend, mit einfachen Leistungsmessern die Pegel des Signals zu messen. Die Funktionalität von DWDM-Systemen wird dagegen maßgeblich von der präzisen Einhaltung der einzelnen Kanalwellenlängen bestimmt. Die Wellenlängenselektive Bestimmung der Kanalpegel erfordert präzise Messgeräte, die das optische Signal spektral zerlegen, um die relevanten Signalanteile dann zu vermessen. Durch dieses Erfordernis sind Messgeräte, die in DWDM-Systemen einsetzbar sind, erheblich teurer als konventionelle Empfänger oder Leistungsmessgeräte für einkanalige Systeme.

Wellenlängenselektive Messungen können dabei nach mehreren grundlegend verschiedenen Prinzipien durchgeführt werden. Die wichtigsten sollen im Folgenden erläutert werden, außerdem werden zum Vergleich Testmessungen mit diesen Verfahren unternommen. Anhand dieser Testmessungen soll die spektrale Verteilung von unterschiedlich modulierten optischen Signalen gezeigt, die Messverfahren verglichen und hinsichtlich der jeweiligen Vor- und Nachteile für die Verwendung in DWDM-Systemen beurteilt werden.

3.1 Messungen mit optischen Spektrumanalysatoren

Untersuchungen von Lichtwellenleitersystemen mit Hilfe optischer Spektrumanalysatoren ist die einfachste Messmethode. Moderne Geräte sind vergleichsweise kompakt, einfach zu handhaben, und zeichnen sich oft durch integrierte Messhilfen oder komplette Analyse-Algorithmen aus.

Nahezu alle erhältlichen Geräte bieten die Möglichkeit, Marker einzublenden, damit das angezeigte Messergebnis bezüglich Wellenlänge, Pegel, Wellenlängen- und Pegeldifferenzen ausgewertet werden kann. Moderne Testgeräte, insbesondere solche der gehobenen Klasse, bieten auch die vollautomatische Analyse aller wichtigen Kenngrößen des Messsignals. Vor diesem Hintergrund sind auch speziell für DWDM-Anwendungen konstruierte, sehr komfortable Geräte auf dem Markt erhältlich.

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