Entwicklung eines integrierten 1,736 GHz LC- VCO für einen 0,35 µ CMOS Prozess


Diplomarbeit, 2002

116 Seiten, Note: 1,0


Leseprobe

Inhaltsverzeichnis

Eidesstattliche Erklärung

Danksagungen

Abbildungsverzeichnis

Kurzfassung

Abstract

1 Einleitung

2 LC- VCO
2.1 Oszillator - Allgemein
2.2 Grundstrukturen von LC- Oszillatoren
2.3 VCO – Tuning
2.3.1 Allgemein
2.3.2 Varaktor Diode
2.3.3 MOS-Varaktoren
2.3.4 Geschaltene Tuningbereiche
2.4 Phasenrauschen
2.4.1 Allgemeines
2.4.2 Auswirkungen des Phasenrauschen auf die HF-Kommunikation
2.4.3 Güte Q eines Oszillators
2.4.4 Entstehung des Phasenrauschens

3 Integrierte Spulen
3.1 Einleitung
3.2 Anforderungen an eine hochqualitative Spule
3.3 Spulenverluste bei einem CMOS Prozess
3.3.1 Intrinsische ohmsche Verluste
3.3.2 Kapazitiv gekoppelte Verluste
3.3.3 Magnetisch gekoppelte Verluste
3.4 Richtlinien für die Spulen Auswahl (-Design)

4 MOS-Varaktoren
4.1 Allgemeine Form
4.2 Inversions- und Akkumulations-Mode:
4.3 Gated Varaktor

5 VCO- Design
5.1 Anforderungen an das Design
5.2 VCO- Grundstruktur
5.3 Tuning
5.3.1 Ideales, gewünschtes Tuningverhalten
5.3.2 Reales Tuningverhalten
5.3.3 Auswahl und Dimensionierung des Tuning-Elements
5.4 Spule
5.4.1 Allgemeines
5.4.2 Auswahl der Spule
5.5 ALC – Automatic Level Control
5.5.1 Allgemeines
5.5.2 Funktionelle Beschreibung
5.6 Ausgangsstufe für den Testchip
5.7 Zusammenfassung der integrierten Testdesigns
5.7.1 Allgemeines
5.7.2 Beschreibung der einzelnen Teststrukturen:

6 Messergebnisse
6.1 Allgemeines
6.2 Testaufbau
6.3 Spannungstuning
6.4 Phasenrauschen

7 Resimulation anhand der Messergebnisse
7.1 Allgemein
7.2 Modellfindung für integrierte Spulen
7.2.1 ASITIC
7.2.2 Modellfindung anhand gemessener s- Parameter
7.3 Anpassung der Gesamtschaltung an das reale Verhalten
7.4 Designoptimierung an das gewünschte Verhalten

8 Zusammenfassung

Anhang A – Schaltpläne

Anhang B – Design Layouts

Anhang C - Testplatine

Anhang D – Messergebnisse Phasenrauschen

Glossar

Literaturverzeichnis

Eidesstattliche Erklärung

Hiermit erkläre ich ehrenwörtlich, dass ich die vorliegende Arbeit selbständig angefertigt, andere als die angegebenen Quellen nicht benutzt und die den benutzten Quellen wörtlich oder inhaltlich entnommenen Stellen als solche kenntlich gemacht zu haben.

Reinhard Windisch

Für Sigrid

und

meine Familie.

Danksagungen

Besonders danken möchte ich Herrn DI Günter Hofer, meinem Betreuer bei der austriamicrosystems, der mich zu jeder Zeit mit viel Geduld und Engagement unterstützte.

Weiters danke ich Herrn Alastair Hopper, der mir die Durchführung meiner Diplomarbeit bei zuvor genannter Firma ermöglichte.

Seitens dem FH JOANNEUM bedanke ich mich bei Herrn DI Dr. tech. Christian Netzberger für die fachliche Unterstützung bei der vorliegenden Arbeit und während des gesamten Studiums.

Abschließend danke ich meinen Arbeitskollegen bei der austriamicrosystems, die mir während meiner ganzen Arbeitszeit eine große Hilfe und Unterstützung waren.

Abbildungsverzeichnis

Abbildung 1.1 Blockschaltbild einer PLL allgemein

Abbildung 2.1Oszillator System allgemein als Rückkoppelnetzwerk betrachtet

Abbildung 2.2 Einsatz einer ALC

Abbildung 2.3 LC- Schwingkreis mit Rückkopplung von Drain auf Gate (a) und Source (b)

Abbildung 2.4 Allgemeiner Rückkopplungszweig vom Schwingkreis auf den Emitter über einen Impedanz Wandler

Abbildung 2.5 Rückkopplung über einen Transformator zur Impedanz Wandlung

Abbildung 2.6 a.)Colpitts- und b.) Hartley Oszillator

Abbildung 2.7 Aktive Impedanz Transformation über einen Buffer bzw. Source Folger

Abbildung 2.8 Differentielle Ausführungen eines Negativ-gm Oszillators

Abbildung 2.9 Qualitativer Verlauf der Kapazität und der Güte über die Spannung an der Varaktor Diode

Abbildung 2.10 pmos und nmos Varaktor

Abbildung 2.11 Qualitative Darstellung des Kapazitätsverlaufs über die Bulk-Gate Spannung bei einem pmos Varaktor

Abbildung 2.12 Resultierender Tuningbereich beim Switched Tuning

Abbildung 2.13 Modulation des Rauschens bei kleinem und großem KV

Abbildung 2.14 Idealer und realer Frequenzverlauf eines Oszillators

Abbildung 2.15 Front End eines allgemeinen Transceivers

Abbildung 2.16 Heruntermischen des HF-Signals mit a.) einem idealen LO und b.) einem realen, verrauschten LO

Abbildung 2.17 "Auslöschen" benachbarter Signale durch Phasenrauschen im LO

Abbildung 2.18 Eine mögliche Definitionsweise für Q bei Resonanzkreisen

Abbildung 2.19 Rauschen im Signalpfad eines linearen, zeitinvarianten Oszillator- Systems

Abbildung 2.20 "Formung" des Rauschspektrums im Oszillator

Abbildung 2.21 Mischvorgang im Oszillator für hochfrequentes Rauschen

Abbildung 2.22 Modulation des HF- Signals durch niederfrequentes Rauschen

Abbildung 2.23 Modulation des Rauschens im Steuer- Pfad in Abhängigkeit von KV

Abbildung 3.1 Wirbelströme im Substrat unter der Spule

Abbildung 3.2 Wirbelströme in den Leiterbahnen der Spule

Abbildung 3.3 Geometrische Groessen bei einem Spulenlayout

Abbildung 4.1 Kapazitätsverhalten eines pmos Varaktors über die Bulk-Gate Spannung

Abbildung 4.2 Ladungsträgerverlauf bei starker und moderater Inversion (durchgehende Linien) und im Bereich der Verarmung und Akkumulation (strichliierte Linien)

Abbildung 4.3 Kapazitätsverhalten eines I-Mode pmos Varaktors über die Source-Gate Spannung. (Strichliiert gezeichnet das Verhalten eines „normalen“ pmos Varaktors mit Bulk auf Drain-Source)

Abbildung 4.4 Kapazitätsverhalten eines A-Mode pmos Varaktors über die Source-Gate Spannung. (Strichliiert gezeichnet das Verhalten eines „normalen“ pmos Varaktors mit Bulk auf Drain-Source)

Abbildung 4.5 A-Mode pmos Varaktor Struktur

Abbildung 4.6 Struktur eines Gated Varaktors und Schalt-Symbol

Abbildung 4.7 Qualitativer Kapazitätsverlauf eines Gated Varaktors

Abbildung 4.8 Mögliche Oszillator- Anwendung mit einem Gated Varaktor

Abbildung 5.1 Schaltungen zum Strukturvergleich mit a.) idealer Senke und b.) Quelle

Abbildung 5.2 Simuliertes Phasenrauschen mit idealer Quelle und Senke

Abbildung 5.3 Schaltungen zum Strukturvergleich mit a.) nmos- und b.) pmos- Spiegel

Abbildung 5.4 Phasenrauschen: ideale Quelle versus pmos- und ideale Senke versus nmos- Spiegel

Abbildung 5.5 Simuliertes Phasenrauschen mit pmos- und nmos- Spiegel

Abbildung 5.6 Grundstruktur des LC- VCO’s

Abbildung 5.7 Vergleich des simulierten Phasenrauschen aller Strukturen

Abbildung 5.8 Idealer, gewünschter Frequenzverlauf über die Tunespannung

Abbildung 5.9 Schaltung zur Simulation der verschiedenen Frequenzverläufe mit verschiedenen Varaktor Strukturen

Abbildung 5.10 Varaktor Teststrukturen

Abbildung 5.11 Frequenzverhalten über die Bulk-Gate Spannung bei Varaktoren mit B=D=S

Abbildung 5.12 Integration der Kapazität über eine VCO Schwingung

Abbildung 5.13 Frequenzverhalten der VCO Testschaltung bei I-Mode Varaktoren

Abbildung 5.14 Frequenzverhalten der VCO Testschaltung mit A-Mode Varaktoren (cvar)

Abbildung 5.15 Frequenzverhalten der pmos- Strukturen mit B=D=S über die Tunespannung

Abbildung 5.16 Frequenzverhalten der I-Mode Strukturen über die Tunespannung

Abbildung 5.17 Frequenzverhalten der A-Mode Strukturen über die Tunespannung

Abbildung 5.18 Vergleich der Frequenzverläufe der verschiedenen Varaktor Strukturen im gewünschten Frequenzbereich. Die rote, durchgehende Linie zeigt die gewünschte Mittenfrequenz von 1,736 GHz an, die beiden Strichliierten geben den gewünschten Bereich vor

Abbildung 5.19 Vergleich der Frequenzverläufe der verschiedenen Varaktor Strukturen im gewünschten Frequenzbereich unter Berücksichtigung der aus dem Layout extrahierten Parasiten. Die rote, durchgehende Linie zeigt wieder die gewünschte Mittenfrequenz von 1,736 GHz an und die beiden strichliierten geben wieder den gewünschten Bereich vor

Abbildung 5.20 Prinzipielle Schaltung der ALC

Abbildung 5.21 Schaltung der Ausgangsstufe für den Testchip

Abbildung 6.1 Tuning Verhalten der verschiedenen VCO- Teststrukturen

Abbildung 6.2 Gemessene Frequenzverläufe von VCO 1-1 und 1-2 vs Simulationsergebnisse

Abbildung 6.3 Gemessener Frequenzverlauf von VCO 1-3 vs Simulationsergebnis

Abbildung 6.4 Phasenrauschen von VCO 1-2 und 1-3 bei 2 GHz Trägerfrequenz

Abbildung 6.5 Phasenrauschen von VCO 1-2 und 1-3 bei 2,15 GHz Trägerfrequenz

Abbildung 6.6 Phasenrauschen von VCO 1-2 und 1-3 bei 2,3 GHz Trägerfrequenz

Abbildung 7.1 Ersatzschaltbild des PI-Modells für eine bestimmte Frequenz

Abbildung 7.2 Anpassung der Simulation an das reale Verhalten bei VCO 1-2

Abbildung 7.3 Anpassung der Simulation an das reale Verhalten bei VCO 1-3

Abbildung 7.4 Schalterausführung zum Frequenzwechsel

Abbildung 7.5 Ergebnisse des Redesigns

Kurzfassung

Diese Diplomarbeit behandelt die Entwicklung eines voll integrierten LC- VCO’s (Voltage Controlled Oscillator mit LC- Schwingkreis) in einem 0,35 um CMOS Prozess. Der VCO wird in einer PLL (Phase Locked Loop) eines HF- Transceivers verwendet.

Im ersten Kapitel wird kurz ein Einblick in den gegenwärtigen Stand der integrierten HF- Technik sowie deren speziellen Anforderungen gegeben.

Kapitel 2 behandelt dann eine allgemeine Beschreibung von LC- VCO’s. Die Herleitung von schwingfähigen Strukturen, Möglichkeiten für die Frequenz Verstimmung im Oszillator und eine Betrachtung der Effekte, die zu Phasenrauschen führen, bilden die Grundlage für die weitere Arbeit.

In Kapitel 3 wird auf die wesentlichste leistungsbegrenzende Komponente in voll integrierten LC- VCO’s, die integrierte Spule eingegangen. Die Auswahl einer guten Spule ist ein wichtiger Schritt und bedarf zumindest einem qualitativen Wissen über die einschränkenden Effekte.

Der folgende Abschnitt geht auf die frequenzverstimmenden Bauteile ein, die Varaktoren (variable Kapazitäten). Hier werden die verfügbaren CMOS Varaktoren näher untersucht, wobei schon eine Vorauswahl für die prinzipielle Eignung in dieser Arbeit getroffen wird.

Kapitel 5 behandelt dann die eigentliche Entwicklung des Oszillators. Die wesentlichen Kriterien für die Gestaltung und Dimensionierung des Oszillators sind hier ein möglichst linearer Tuningverlauf über den geforderten Frequenzbereich sowie die Erfüllung der Anforderungen für das Phasenrauschen unter Minimierung der Stromaufnahme.

In Kapitel 6 werden die Ergebnisse der Messungen an den Testchips beschrieben.

Ein Vergleich der Messergebnisse mit dem simulierten Verhalten sowie eine Annäherung der Simulationsmodelle an das reale Verhalten folgt in Kapitel 7.

In Kapitel 8 werden die gewonnenen Erkenntnisse abschließend zusammengefasst.

Abstract

This diploma thesis deals with the design of an integrated LC- VCO (voltage controlled oscillator) in a 0.35 um CMOS technology. The oscillator will be used in a PLL (phase locked loop) designed for a RF (radio frequency) transceiver frontend.

The first chapter gives a short overview of the state of the art integrated RF technology and its particular requirements.

The second chapter considers LC- VCOs in general and describes in more detail the conditions that have to be fullfilled for an oscillation to occur, tuning-elements and the reasons for phase noise.

Chapter 3 deals with integrated spirals, which are known to be the main performance limiting component in a LC- VCO.

The fourth part is a detailed analysis of CMOS varactor elements. The behaviour of the varactor is not only important for the tuning characteristic but also for the phase noise.

The design itself is then described in Chapter 5 The most important features (I) linear frequency tuning and (II) good phase noise are discussed in detail. The approach was to develop some good examples of such VCO circuits and to prove these designs by fabrication and subsequent measurements.

Chapter 6 is devoted to the measurements of the testchips.

The comparison of simulated and measured results is made in Chapter 7.

Finally, Chapter 8 concludes the thesis and documents the main achievements and possibilities for further work.

1 Einleitung

Drahtlose Sprach- und Datenübertragung ist mittlerweile ein Thema, das auf Grund des Booms in der Telekommunikation in aller Munde ist. Schlagwörter wie GSM, DECT, GPS, Wireless LAN und Bluetooth sind fast schon jedem, auch „technischen Laien“, ein Begriff. Doch auch in Bereichen wie Automobil und Industrie sind vor allem Anwendungen für die drahtlose Datenübertragung immer mehr im Kommen. Diese steigende Dichte an Informationen, die in Form von elektromagnetischen Wellen durch die Gegend schwirren, stellt immer höhere Anforderungen an die Ausnutzung der zur Verfügung stehenden Ressourcen.

Vor allem im Bereich der HF- Technik stellen sich dadurch immer wieder neue Herausforderungen. Anfangs baute man Sende- und Empfangs- Einheiten ausschließlich diskret, mit dem Schwerpunkt auf einer maximale Leistungsfähigkeit. Stromverbrauch und Groesse waren hier kein Thema. Dann, mit der Entwicklung integrierter Schaltungen und dem steigenden Interesse an mobilen Kommunikationseinheiten als Massenprodukte änderten sich die Anforderungen an HF- Designs grundsätzlich. Heute will man möglichst billig herzustellende, vom Stromverbrauch her optimierte Systeme mit minimalem Platzbedarf, die am besten vollständig integriert sind.

Der Standard bei den integrierten, analogen HF- Technologien im Bereich bis einige GHz ist zur Zeit noch Bipolar und BiCMOS. Angestrebt ist ein reiner CMOS Prozess, mit dem man kostengünstigst vollständige Systeme (Analog- und Digitalteile) auf einem Chip ausführt. Die Integration von HF- Designs in CMOS ist zwar schon stark im Kommen, steckt aber noch in den Kinderschuhen. Die ständige Verkleinerung der Minimalabmessungen, die Erhöhung der Transitfrequenz und die Verringerung der Versorgungsspannung bieten dabei optimale Voraussetzungen.

Eine wesentliche Komponente im Zusammenhang mit der drahtlosen Kommunikation ist der HF- Transceiver (kombinierte Sende- / Empfangseinheit). Das Herzstück eines Transceivers stellt in der Regel eine PLL (Phase Locked Loop) dar. Der VCO in einer PLL rastet über eine Rückkopplung mit seiner heruntergeteilten Ausgangsfrequenz auf eine Quarzreferenz ein. Somit erhält man auf der HF- Seite ein quarzgenaues Ausgangssignal (Abb. 1.1). Dieses wird in einem Mischer zum Hinauf- / Hinuntermischen des Sende- / Empfangssignals verwendet.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 1.1 Blockschaltbild einer PLL allgemein

Die „Qualität“ des VCO Signals ist also direkt ausschlaggebend für die Leistungsfähigkeit des Transceivers. Vor allem was das Phasenrauschen des VCO’s betrifft, werden durch die einzelnen Standards für die Sprach- und Datenkommunikation sehr strenge Anforderungen gestellt. Als integrierte Lösungen für einen solchen VCO bieten sich prinzipiell LC-, RC- VCO’s und verstellbare Ringoszillatoren an. Bezüglich des Phasenrauschens in Verbindung mit einer geringen Stromaufnahme kommt eigentlich nur ein LC- VCO in Frage, obwohl hier die integrierte Spule mit ihrer geringen Güte die wesentliche Einschränkung punkto Phasenrauschen ist.

In dieser Arbeit wird das Design eines solchen LC- VCO’s in einer 0,35 mm CMOS Technologie für den späteren Einsatz in einer PLL behandelt. Hauptaugenmerk wird einerseits auf die Erfüllung der Anforderungen für das Phasenrauschen gelegt und andererseits auf das Tuningverhalten. Als herkömmliches Tuningelement war ein in Sperrrichtung betriebener pn- Übergang, in der Literatur meist als Varaktor-Diode bezeichnet, üblich. Da eine solche Varaktor-Diode aber im allgemeinen nur ein eher begrenztes Tuning erlaubt, kommt man von dieser Ausführung immer mehr ab. Die Zielsetzung in dieser Arbeit bezüglich des Tunings war daher, ein alternatives Tuningelement zu suchen, welches die gestellten Forderungen bestmöglich erfüllt. Da wie zuvor erwähnt die integrierte Spule des VCO’s der begrenzende Faktor für das Phasenrauschen ist, wurde auch ein eigenes Kapitel über die Auswahl eines geeigneten Spulendesigns angeführt.

2 LC- VCO

2.1 Oszillator - Allgemein

Ein Oszillator generiert grundsätzlich ein periodisches Ausgangssignal. Hierzu benötigt der Schaltkreis einen selbsterhaltenden Mechanismus, der das eigene Rauschen verstärkt, bis ein periodisches Signal entsteht. Die meisten HF-Oszillatoren kann man allgemein durch ein Rückkoppelnetzwerk wie in Abb. 2.1 gezeigt darstellen. Die Übertragungsfunktion dieses Netzwerkes ergibt sich dann zu

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Ein periodisches Signal mit der Frequenz f0 erhält man am Ausgang für den Fall, dass das Ausgangssignal des Oszillators gleich dem Eingangssignal ist. Daraus ergibt sich die notwendige Schwingbedingung für die Übertragungsfunktion des offenen Kreises H(s0) bei der Frequenz f0. Für die Verstärkung, also den Betrag von H(s0) muss

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.1Oszillator System allgemein als Rückkoppelnetzwerk betrachtet

Die oben angeführte Betrachtung beinhaltet, dass jedes beliebige Rückkoppelsystem bei Einhaltung der zuvor angegebenen Bedingungen schwingfähig ist. Beispiele dafür sind Ring- oder Phasen-Schieber-Oszillatoren. Für HF-Oszillatoren werden aber meist zusätzlich frequenzselektive Netzwerke, wie ein LC- Schwingkreis, verwendet, um das System frequenzmäßig zu stabilisieren.

Betrachten wir nun die Schwingung am Ausgang des Oszillators etwas näher. Die Nominalfrequenz wird durch die Eigenschaften des Kreises, wie z.B. die Resonanzfrequenz des LC- Schwingkreises, vorgegeben. Wie aber entsteht die Amplitude? Es ist ersichtlich, dass beim "Starten" des Oszillators die Verstärkung des offenen Kreises etwas größer als eins sein muss, um ein Anschwingen überhaupt zu ermöglichen. Im stationären, bzw. zyklisch- stationären Zustand muss die Verstärkung jedoch eins werden, um die Amplitude der Ausgangsschwingung auf einen endlichen Wert zu begrenzen. Meist wird die Signalamplitude einfach durch den zur Verfügung stehenden Spannungsbereich begrenzt, jedoch führt das zu einer Verzerrung der Signalform. In HF- Oszillatoren mit hoher Güte sind diese Verzerrungen meist vernachlässigbar. Bei voll integrierten LC- Oszillatoren jedoch, bei denen die Güte durch die integrierte Spule meist sehr stark herabgesetzt ist, können diese Verzerrungen schon bedeutend größer sein. Eine Begrenzung der Amplitude kann alternativ auch mit Hilfe einer ALC (Automatic Level Control) erfolgen, die den Ausgangspegel misst (meist mit einem Spitzenwertdetektor), mit einer Referenz vergleicht und dann entsprechend die Verstärkung des Oszillators über eine negative Rückkopplung einstellt (Abb. 2.2). Der Einsatz einer ALC bringt durch die daraus resultierende Vermeidung von Verzerrungen im allgemeinen eine Verbesserung des Phasenrauschens.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.2 Einsatz einer ALC

2.2 Grundstrukturen von LC- Oszillatoren

Die meisten diskreten HF- Oszillatoren verwenden nur einen aktiven Bauteil, einerseits um das Rauschen, dass vor allem in den aktiven Elementen entsteht, zu minimieren und andererseits um die Kosten gering zu halten. Der erste Grund trifft auch für integrierte Oszillatoren zu, wogegen der zweite hier keine Bedeutung hat. Für eine erste, prinzipielle Erklärung der Funktion wird hier auch eine "Ein- Transistor" Struktur verwendet.

Nach den Vorgaben aus dem vorherigen Abschnitt nehmen wir an, dass eine mögliche Struktur als frequenzbestimmende Komponente einen LC- Schwingkreis besitzt, der auf dem Drain eines MOS- Transistors hängt mit einer Rückkopplung auf dessen Gate oder Source (Abb. 2.3). Selbe grundsätzliche Idee ist natürlich auch für einen Bipolar Transistor gültig.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.3 LC- Schwingkreis mit Rückkopplung von Drain auf Gate (a) und Source (b)

Weiters wird angenommen, dass der LC- Schwingkreis aus einer Parallelschaltung einer Induktivität mit einer Kapazität besteht. In Resonanz ist die Impedanz des Schwingkreises real, das heißt um eine totale Phasenverschiebung von null Grad beizubehalten, muss das Signal auf die Source (Gate) des Transistors gekoppelt werden. Das ist im wesentlichen die Grundidee einiger Oszillatorstrukturen.

Der Widerstand, der an der Source gesehen wird, entspricht in etwa 1/gm. Koppelt man nun das Signal vom Drain direkt an die Source, wird durch diese Last die Güte des Schwingkreises so stark vermindert, dass die Schleifenverstärkung kleiner eins wird und keine Oszillation auftreten kann. Daher muss die Source-Impedanz auf einen höheren Wert transformiert werden (Abb. 2.4).

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.4 Allgemeiner Rückkopplungszweig vom Schwingkreis auf den Emitter über einen Impedanz Wandler.

Eine Möglichkeit für die Impedanztransformation wäre ganz einfach über einen Transformator (Abb. 2.5). Durch einen verlustlosen Transformator mit dem Windungsverhältnis n sieht der Schwingkreis nun den Widerstand n2/gm anstatt der Last an der Source 1/gm.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.5 Rückkopplung über einen Transformator zur Impedanz Wandlung

Auch eine passive Impedanz Transformation kann über kapazitive- oder induktive Teiler erreicht werden. Diese bekannten Ausführungen sind allgemein unter den Namen Colpitts- (Abb. 2.6 a) und Hartley Oszillator (Abb. 2.6 b) bekannt.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.6 a.)Colpitts- und b.) Hartley Oszillator

Der äquivalente parallele Widerstand am Schwingkreis beträgt nun (1+C1/C2)2/gm für den Colpitts Oszillator und (1+L2/L1)2/gm für den Hartley Oszillator, was die Güte des Schwingkreises um etwa den selben Faktor (bezogen auf den ursprünglichen Widerstand 1/gm) erhöht.

Eine weitere Möglichkeit der Impedanz Transformation ist über einen aktiven Buffer zwischen Drain und Source, wodurch die Impedanz am Schwingkreis ebenfalls sehr hoch wird. Eine mögliche Implementierung ist mit einem Source Folger (Abb. 2.7), wobei das Gate des Transistors T1 ebenfalls auf die Versorgungsspannung VDD geht, damit die beiden Transistoren die selbe Gate-Gleichspannung haben. Weiters werden die beiden Transistoren T1 und T2 als baugleich angenommen.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.7 Aktive Impedanz Transformation über einen Buffer bzw. Source Folger

Bei einer Erweiterung der zuvor betrachteten Struktur um eine zusätzliche Induktivität, erhält man eine differentielle Form dieses Oszillators (Abb. 2.8 a und b). Eine differentielle Form wird in dieser Arbeit grundsätzlich bevorzugt, um durch die erzielte Gleichtakt Unterdrückung unempfindlich gegenüber Schwankungen in der Versorgung und gegenüber Substrat- Rauschen zu werden. Weiters ist auch eine Ausführung mit einer, differentiellen Induktivität möglich (Abb. 2.8 c).

Betrachtet man die Rückkopplungs- Struktur als Zwei-Pol, so findet man als Eingangswiderstand in die Drains der beiden Transistoren

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Ist |Rin| kleiner oder gleich dem äquivalenten Parallelwiderstand des Schwingkreises, so wird das positive Rückkopplungs- System schwingen. Aus diesem Grund wird diese Topologie auch als "Negativ-gm Oszillator" bezeichnet.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.8 Differentielle Ausführungen eines Negativ-gm Oszillators

Für das Design in dieser Arbeit wird ein solcher differentieller Negativ-gm Oszillator mit einer Induktivität verwendet. Die genaue Implementierung dieser Struktur im Design findet sich in Kapitel 5.2.

2.3 VCO – Tuning

2.3.1 Allgemein

Wie der Name VCO (Voltage Controlled Oscillator) schon sagt, wird die Ausgangsfrequenz eines solchen Oszillators durch eine äußere Spannung, im folgenden auch als Tunespannung bezeichnet, gesteuert. Eine wichtige Anwendung für VCO’s wurde schon in der Einleitung erwähnt, nämlich die Generierung einer Trägerfrequenz für Transceiver Endstufen. Da diese Trägerfrequenz meist einen sehr genau definierten Absolutwert besitzen muss, wird die Ausgangsfrequenz des VCO’s heruntergeteilt, mit einer quarzgenauen Referenz verglichen und ständig über die Tunespannung nachgeregelt (siehe Blockschaltbild einer PLL, Abb. 1.1). Die direkte Verwendung eines Quarzes zur Generierung einer genauen Trägerfrequenz ist bei HF Anwendungen leider nicht möglich. Außerdem ist es beim Betrieb eines Transceivers auch sehr oft erforderlich, zwischen mehreren Kanälen umzuschalten, d.h. die Frequenz des Lokalen Oszillators muss in klar definierten Schritten geschalten werden.

In den folgenden Punkten werden einige häufig verwendete Varianten erklärt, mit denen man die Frequenz eines LC- Oszillators mit Hilfe einer Steuerspannung verstellen kann.

2.3.2 Varaktor Diode

Das bisher am häufigsten verwendete Element für das Tuning in LC VCO’s ist ein in Sperrrichtung betriebener pn- Übergang, dessen Kapazität über die Sperrspannung eingestellt wird. Der Verlauf der Kapazität über die Spannung ist jedoch in einem weiten Bereich sehr flach und das Verhältnis Cmax / Cmin sehr gering. Erst wenn die Diode in der Nähe des Durchlassbereichs betrieben wird, steigt die Kapazitätskurve sehr steil an, wobei aber gleichzeitig die Güte extrem sinkt. Die Kapazität für eine bestimmte Spannung am in Sperrrichtung betriebenen pn- Übergang, unter Annahme einer gleichmäßigen Dotierung über den gesamten p- bzw. n- Übergang, ergibt sich vereinfacht zu

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

mit A, NA, ND, q, e, Y0 und VD als der Querschnittsfläche des Übergangs, die Dotierungsdichten der Akzeptoren und Donatoren, der Elementarladung, der Dielektrizitätskonstante, der Spannung an der Raumladungszone (bei VD=0V) und der Spannung am pn- Übergang. Diese vereinfachte, jedoch über einen weiten Bereich an das reale Verhalten sehr gut angenäherte Kapazitätsverlauf, ist in Abb. 2.9 qualitativ dargestellt. Weiters ist der Verlauf der Güte über die Spannung am pn- Übergang dargestellt, die in der Nähe des Durchlassbereichs durch den kleiner werdenden Widerstand sehr stark sinkt.

Um also einen großen, linearen Frequenzbereich in einem VCO abdecken zu können, muss die Varaktordiode in der Nähe des Durchlassbereichs innerhalb eines sehr kleinen Spannungsbereichs betrieben werden, der noch dazu eine sehr schlechte Güte aufweist. Für Spannungen weiter entfernt vom Durchlassbereich ist zwar der Kapazitätsverlauf über einen weiten Bereich sehr linear und die Güte recht hoch, jedoch ist das erzielbare Cmax / Cmin Verhältnis sehr klein.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.9 Qualitativer Verlauf der Kapazität und der Güte über die Spannung an der Varaktor Diode

Es ist bei der Verwendung der Varaktor Diode als Tuningelement in einem VCO vor allem sicherzustellen, dass die Diode zu keiner Zeit im Durchlassbereich betrieben wird, was den Tuningbereich weiter einschränkt.

In einem CMOS Prozess wird der gewünschte pn- Übergang für die Varaktor Diode z.B. durch die parasitäre Diode zwischen Drain oder Source und dem Bulkanschluß realisiert. Die Diode ist dann in Wahrheit ein p+- n- - n+ Übergang, wodurch die Güte der Varaktor Diode verringert wird.

Zusammenfassend ist zur Varaktor Diode zu sagen, dass der erzielbare Tuningbereich in einem VCO im Vergleich mit einem MOS-Varaktor (siehe nächster Abschnitt) eher gering ist, außerdem nichtlinearer (im nutzbaren Bereich) und der effektiv nutzbare Spannungsbereich zum Tunen ebenfalls kleiner ist. Weiters besteht die Gefahr, die Diode im Durchlassbereich zu betreiben und wie oben durch ein Beispiel erwähnt, ist die Implementation in einem reinen CMOS Prozess meist mit zusätzlichen, Güte verschlechternden Parasiten verbunden. Aus diesen Gründen wird in diesem Design keine Varaktor Diode als Tuningelement für den VCO verwendet.

2.3.3 MOS-Varaktoren

Es ist bekannt, dass ein MOS Transistor, dessen Drain, Source und Bulk miteinander verbunden sind, eine spannungsabhängige Kapazität bildet, dessen Wert von der Gate-Bulk-Spannung VGB (= Gate-Source-Spannung VGS = Gate-Drain-Spannung VGD) abhängig ist.

In weiterer Folge werden die Begriffe nmos- und pmos-Varaktor verwendet, wobei im allgemeinen ein nmos- bzw. ein pmos Transistor mit verbundenen Drain, Source und Bulk gemeint ist (Abb. 2.10). Spezielle Strukturen, die unter die selbe Bezeichnung fallen, werden noch explizit erwähnt.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.10 pmos und nmos Varaktor

Der mit diesen Tuningelementen erzielbare Frequenzverlauf in Abhängigkeit der Spannung zwischen Bulk und Gate VBG ist in Abb. 2.11 am Beispiel eines pmos Varaktors qualitativ dargestellt. Cmos ist die spannungsabhängige Kapazität zwischen Gate und Bulk. Wie man sieht, entspricht ihr Maximalwert der Oxidkapazität, welche durch die Abmessungen des Transistors und durch die Technologie bestimmt wird. Der Minimalwert ist vor allem durch parasitäre Kapazitäten des Transistors begrenzt. Übliche erreichbare Verhältnisse für Cmax / Cmin liegen bei einem Wert von zwei.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.11 Qualitative Darstellung des Kapazitätsverlaufs über die Bulk-Gate Spannung bei einem pmos Varaktor

Mit Hilfe von CMOS Varaktoren als Tuning-Elemente in LC-VCO's erreicht man recht brauchbare Frequenzbereiche, wie das Verhältnis Cmax / Cmin zeigt. Ein weiterer großer Vorteil dieser Tuningelemente ist, dass sie in einem normalen CMOS Prozess bereits vorhanden sind und keine zusätzliche Bearbeitung oder Prozess-Schritte benötigen. Bezüglich der Linearität des Frequenzverlaufs über die Steuerspannung gibt es teilweise Einschränkungen. Um in diesem Punkt eine Verbesserung zu erzielen, werden auch leichte Abwandlungen von der Grundstruktur untersucht.

In dieser Arbeit wird ein solcher CMOS-Varaktor als frequenzbestimmender Bauteil eingesetzt. Eine detaillierte Erklärung über die möglichen Varianten und deren Eigenschaften wird in Kapitel 4 beschrieben. Die genaue Auswahl und Dimensionierung eines Varaktors für das in der Arbeit beschriebene Design ist in Kapitel 5.3 zu finden.

2.3.4 Geschaltene Tuningbereiche

Diese Methode findet vor allem Verwendung, wenn man extrem große oder auch mehrere Tuningbereiche mit einem größerem Frequenzoffset realisieren möchte. In dieser Arbeit wird das Switched Tuning im Redesign zum Umschalten zwischen zwei Mittenfrequenzen verwendet. Im Folgenden findet sich ein kurzer Überblick über den theoretischen Hintergrund und die wesentlichen Methoden.

Beim Switched Tuning wird zwischen kontinuierlich verstellbaren Frequenzbereichen, die z.B. Varaktor Dioden oder MOS Varaktoren als Tuningelemente enthalten, umgeschaltet. Durch dieses Umschalten erzielt man im Gesamten einen theoretisch beliebig großen Tuningbereich (Abb. 2.12), wobei die einzelnen Bereiche mit einem gemäßigten Faktor KV ausgeführt werden können. KV steht für die Steigung der VCO Frequenz über der Änderung der Tunespannung und besitzt die Einheit Hz/V.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.12 Resultierender Tuningbereich beim Switched Tuning

Ein großer Tuningbereich wird einerseits für die Abdeckung des gewünschten Arbeitsbereichs (z.B. mehrere Frequenzkanäle) über den gesamten geforderten Temperatur- und Versorgungsspannungsbereich und andererseits für die Kompensation der Prozessstreuungen gefordert. Zum Beispiel durch die Abweichungen der Kapazitätswerte von ihrem Nominalwert (±10% für Poly-Poly-Kapazitäten), wird der Absolutwert der VCO Mittenfrequenz sehr starken Schwankungen ausgesetzt. Diese starken Schwankungen müssen durch einen entsprechend großen Tuningbereich ausgeglichen werden.

Nun wäre es theoretisch auch möglich, durch einen einzelnen, kontinuierlichen Tuningbereich mit entsprechend großem KV sämtliche Prozessstreuungen abzudecken. Abgesehen von grundsätzlichen Realisierungseinschränkungen ist ein allzu großes KV aus Gründen betreffend das Phasenrauschen nicht erwünscht. Niederfrequentes Amplitudenrauschen auf der Tuning Spannung wird nämlich in Abhängigkeit von KV in den HF- Bereich des Oszillator Signals zu Phasenrauschen moduliert (2.4.4.2). In Abb. 2.13 wird dieser Effekt für einen einzelnen, großen Tuningbereich und den selben, aufgeteilt durch Switched- Tuning in vier Bereiche, gezeigt.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.13 Modulation des Rauschens bei kleinem und großem KV

Für die Realisierung eines Switched Tuning VCO’s gibt es grundsätzlich zwei Möglichkeiten, nämlich eine der beiden Frequenz bestimmenden Größen in einem VCO, die Kapazität oder die Induktivität, in diskreten Stufen zu verändern.

2.3.4.1 Geschaltene Kapazitäten

Beim Switched Capacitor Tuning werden dem LC-Tank des VCO’s meist fixe, diskret gewichtete Kapazitäten zugeschalten. Wichtig ist hier, dass für die Anwendung geeignete MOS-Schalter verwendet werden. Der Widerstand des Schalters muss sehr klein sein, da er sonst die Güte verschlechtern würde. Einen kleinen Widerstand erhält man durch ein großes W/L Verhältnis, was aber wiederum eine große, zusätzliche Kapazität zur Folge hat. Diese Schalterkapazität muss deshalb auf jeden Fall für die Wahl der zugeschalteten, fixen Kapazitäten berücksichtigt werden. In Kapitel 6 (Redesign) wird diese Methode zum Umschalten zwischen zwei Frequenzbereichen verwendet. Die genaue Ausführung der verwendeten Struktur zum Hinzuschalten einer fixen Kapazität wird dort beschrieben.

2.3.4.2 Geschaltene Induktivitäten (VCO-Cores)

Eine Spule mit einem CMOS-Schalter zu- oder wegzuschalten ist normaler weise nicht ohne eine gröbere Verschlechterung der Güte möglich. Deshalb werden hier nicht einzelne Spulen, sondern ganze VCO-Cores an einem Common-Mode Punkt geschalten. Die einzelnen Cores sind im wesentlichen identisch, enthalten aber eben verschieden große Induktivitäten. Der Nachteil dieser Methode liegt jedoch auf der Hand. Die Verwendung von mehreren VCO- Strukturen für eine einzige Anwendung benötigt sehr viel Platz, vor allem die Verwendung mehrerer integrierter Spulen, die in der Regel die mit Abstand größten Bauelemente in einem VCO- Design sind. Jedoch ist hier eine Optimierung jeder einzelnen VCO- Struktur für den jeweiligen Frequenzbereich möglich, wodurch man eine maximale Performance erreichen kann. Dennoch findet diese Methode auf Grund der zuvor genannten Punkte nicht sehr oft Anwendung.

2.4 Phasenrauschen

2.4.1 Allgemeines

Ein wesentliches Thema im Zusammenhang mit der Leistungsfähigkeit von Oszillatoren ist das Rauschen. Externes Rauschen, das auf den Oszillator wirkt, sowie das Rauschen der internen Komponenten beeinflussen die Amplitude und die Frequenz des Ausgangssignals. Meist ist aber der Einfluss auf die Amplitude vernachlässigbar und in erster Linie die zufällige Variation der Frequenz von Bedeutung. Diese kann auch als eine zufällige Veränderung der Periode eines Signals angesehen werden, was am Beispiel eines Sinussignals sehr gut als phasenmäßige (oder zeitliche) Verschiebung des Nulldurchganges erkennbar ist. Daher auch der Name Phasenrauschen. Für unsere Zwecke ist aber die Betrachtung im Frequenzbereich aussagekräftiger.

Wenn man das Frequenzspektrum eines idealen Oszillators betrachtet, erhält man eine einzelne Spektrallinie, welche der gewünschten Trägerfrequenz mit einem bestimmten Signalpegel entspricht. Betrachtet man im Vergleich dazu das Spektrum eines realen Oszillators, erhält man einen kegelförmigen Verlauf um die Trägerfrequenz, der in größerer Entfernung zur Mittenfrequenz im sogenannten Noise-Floor versinkt, wie in Abb. 2.14 zu sehen ist.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.14 Idealer und realer Frequenzverlauf eines Oszillators

Die Quantifizierung des Phasenrauschens fn erfolgt dabei für einzelne Frequenzen im Abstand Dw von der Trägerfrequenz des Oszillators wc. Die in diesem Punkt wc ± Dw erhaltene Rauschleistung Pn in der Bandbreite von einem Hz wird durch die Leistung des unmodulierten Trägers Pc dividiert und in dBc/Hz angegeben. Dabei steht dBc für das logarithmische Verhältnis der Rauschleistung bezogen auf die Trägerleistung (Carrier).

Nach einer Messung der Trägerleistung Pc und der Rauschleistung Pn bei der Frequenz wc ± Dw errechnet sich das Phasenrauschen fn also folgender maßen:

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Wie aus der obigen Gleichung und aus Abb. 2.14 ersichtlich, ist das Phasenrauschen theoretisch symmetrisch um die Trägerfrequenz.

2.4.2 Auswirkungen des Phasenrauschen auf die HF-Kommunikation

Um die Bedeutung des Phasenrauschens in HF Systemen zu zeigen, betrachten wir den allgemeinen Fall eines HF Transceivers (Abb. 2.15). Ein lokaler Oszillator (LO) liefert das Trägersignal für das zu sendende Signal, sowie den Träger zum Heruntermischen des empfangenen Signals. Ist der lokale Oszillator verrauscht, hat das störende Auswirkungen auf den Sende- und Empfangspfad.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.15 Front End eines allgemeinen Transceivers

Betrachtet man den Empfänger, so würde bei einem idealen lokalen Oszillator das gewünschte HF-Signal ohne Veränderung der Form auf eine niedrigere (und eine höhere) Frequenz gemischt werden (Abb. 2.16 a.)). Nun ist es sehr leicht möglich, dass sich in der Nähe des gewünschten HF-Signals ein anderes ungewünschtes und vielleicht sogar leistungsmäßig stärkeres Signal liegt. Ist der lokale Oszillator des Empfängers sehr stark verrauscht, werden beim Heruntermischen des HF-Empfangssignal nicht nur dieses, sondern auch sämtliche benachbarte Kanäle entsprechend der Höhe des Phasenrauschens in Bezug auf die Mittenfrequenz in diesem Frequenzabstand, auf die selbe Zwischenfrequenz heruntergemischt (Abb. 2.16 b.)). Das Phasenrauschen ist der wesentlichste Faktor bezüglich Blocking Performance in einem Empfänger.

Abbildung in dieser Leseprobe nicht enthalten

Abbildung 2.16 Heruntermischen des HF-Signals mit a.) einem idealen LO und b.) einem realen, verrauschten LO

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Ende der Leseprobe aus 116 Seiten

Details

Titel
Entwicklung eines integrierten 1,736 GHz LC- VCO für einen 0,35 µ CMOS Prozess
Hochschule
FH JOANNEUM Kapfenberg
Note
1,0
Autor
Jahr
2002
Seiten
116
Katalognummer
V86695
ISBN (eBook)
9783638021616
ISBN (Buch)
9783638923507
Dateigröße
1314 KB
Sprache
Deutsch
Schlagworte
Entwicklung, CMOS, Prozess
Arbeit zitieren
DI (FH) Mag. Reinhard Windisch (Autor), 2002, Entwicklung eines integrierten 1,736 GHz LC- VCO für einen 0,35 µ CMOS Prozess, München, GRIN Verlag, https://www.grin.com/document/86695

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